音效放大器的目的是在產生音效的輸出元件上，忠實地、有效率地，以及低失真地重現輸入端音訊訊號理想的音量和功率等級。音效頻率的範圍從20Hz延伸到20kHz，所以放大器一定要在這個範圍內（當驅動像是低音擴音器或高頻揚聲器等限頻揚聲器時範圍較小）有很好的頻率響應。功率性能隨著應用方案而大幅不同，從耳機的幾亳瓦，到電視或個人電腦音效的數瓦，到迷你家庭音響和汽車音響的數十瓦，再到更能強大的家庭及商業音響系統（戲院或禮堂）的數百瓦以上。

製作音效放大器最直接的類比方式是在線性模式下使用電晶體，作出一個與輸入電壓成比例的輸出電壓。順向電壓增益通常都比較高（至少40dB）。如果順向增益是回授迴路的一部份，則整體迴路增益也會較高。常用到回授是因為高迴路增益會改善性能，抑制在順向路徑中因非線性而產生的失真，以及提高供電抑制（power-supply rejection；PSR）以減少供電雜訊。

D類放大器的優點

在一般的電阻放大器中，輸出級電路（Output Stage）包含了提供瞬間連續輸出電流的電晶體。可用來製作音效系統的方式包括A、AB和B類等許多種。與D類設計相比，即使是最有效率的線性輸出級，其輸出級功率損耗仍然相當大。這個差異給予D類在許多應用中明顯的優勢，因為較低的功率損耗表示較少的熱量、節省電路板空間和成本，以及帶給可攜式系統更長的電池使用時間。

線性放大器、D類放大器和功率損耗

線性放大器的輸出級電路直接連到揚聲器（某些情形會經由電容器）。如果在輸出級電路使用雙極接面電晶體（bipolar junction transistors；BJT），通常會以線性模式運作，並具有大量的集射極（collector-emitter）電壓。輸出級電路也可以用MOS電晶體製作，如(圖一)所示。

《圖一　CMOS線性輸出級電路》

所有的線性輸出級電路都會損耗功率，因為產生VOUT的過程不可避免地會在至少一個輸出電晶體中產生不為零的IDS和VDS值。功率損耗量會受輸出電晶體的偏壓方式不同，而會有很大的差異。

A類架構使用其中一個電晶體當作直流電源，能夠提供揚聲器所需要的最大音效電流。A類輸出級電路可以達到良好的音質，但是因為大量的直流偏壓電流通常會流至輸出級電阻器（不是設計時想要的地方）而非送到?聲器（設計時想要的地方），功率損耗會非常大。

B類架構不需要直流偏壓電流而且大幅減少功率損耗。其輸出電晶體以推拉的方式獨立控制，讓MH裝置提供正向電流給揚聲器，而ML則抑制負向電流。這減少了輸出級電路的功率損耗，只有訊號電流會流經電晶體。然而因為當輸出電流經過零而電阻在開和關之間改變時的非線性行為（交叉失真），使得B類電路的音質略遜。

AB類是A類和B類的混合方案，它採用部份的直流偏壓電流，但是比純粹的A類設計少得多。小量的直流偏壓電流足以避免交叉失真，因此有不錯的音質。而功率耗損的程度雖然在A和B類之間，通常比較接近B類。AB類電路需要有某些類似B類的控制功能，讓AB類電路提供或抑制大量的輸出電流。

可惜即使是設計良好的AB類放大器其功率損耗仍然不小，因為其中段輸出電壓一般都離正向或負向電源軌有一段距離。大量的洩極（drain-source）電壓下降因而導致巨幅的IDS × VDS 瞬間功率損耗。

幸虧D類放大器採用不同的架構，如(圖二)所示，它的功率損耗要比以上任何一種都小得多。其輸出級在正向及負向供電之間切換以產生一連串的電壓脈衝。這種波形有助於改善功率損耗，因為當不切換時輸出電晶體的電流為零，而且在傳導電流時VDS 不高，因此IDS x VDS較小。

《圖二　D類開放迴路放大器方塊圖》

由於大多數的音效訊號都不是連續脈衝波，必須要加入一個調變器將輸入音訊轉換成脈衝波。脈衝波的頻率內容包含想要的音效訊號，以及與調變過程有關的巨幅高頻能量。通常會在輸出級電路和揚聲器之間加入一個低通（low-pass）濾波器將電磁干擾（EMI）降到最低，並避免以過多的高頻能量驅動揚聲器。濾波器(圖三)必須是不會造成耗損的（或是幾近如此）以保持切換輸出級電路的功率損耗優勢。此濾波器通常是由電容器或電感器所組成，其中唯一會刻意消耗能量的零件是揚聲器。

《圖三　差動交換輸出級電路與LC低通濾波器》

(圖四)比較在同一音訊頻率正弦波訊號下，A類及B類放大器的理想輸出級功率損耗（PDISS）與D類放大器的實測損耗值，對傳送至揚聲器的功率（PLOAD）關係圖。功率數字對功率等級作標準化，而在PLOAD max這一點時，正弦波被鉗制到足以產生10％的全諧波失真（total harmonic distortion；THD）。垂直線表示開始鉗制時的PLOAD值。

可以看出在大範圍的負載下有明顯的功率損耗差異，特別是在高和中間的部份。在鉗制開始時，D類輸出級的損耗大約比B類小了2.5倍，並比A類小27倍。注意消耗在A類輸出級的功率比送到揚聲器的還要多，這是使用大量直流偏壓電流的結果。

《圖四　A類、B類及D類輸出級電路的功率損耗》

在鉗制開始時，A類放大器的Eff＝25％，B類放大器為78.5％，而D類放大器為90％，如(圖五)。這些A類和B類的最佳狀況值經常被教科書所引用。

《圖五　A類、B類和D類輸出級的功率效率》

功率損耗和效率的差異在中等功率等級時較大。這對音效是很重要的，因為大聲音樂的長期平均等級要比接近PLOAD max的瞬間峰值低很多（視音樂種類不同，差5到20個數量級）。因此對音效放大器而言，PLOAD＝0.1×PLOAD max是評估PDISS的合理平均功率等級。在這個功率等級時，D類輸出級損耗比B類少9倍，而比A類少107倍。

對一個具有10W PLOAD max的音效放大器來說，平均1W的PLOAD可以被當作是合理的聆聽等級。在此條件下，D類輸出級損耗282mW，相對於B類的2.53W和A類的30.2W。D類的效率在這個情況下由較高功率時的90％降低到78％。但即使是78％仍比B類和A類的效率好得多，分別是28％和3％。

這些差異對系統設計產生重要的影響。功率等級大於1W時，需要有效的冷卻方法來避免因線性輸出級過剩損耗而產生的熱量，通常使用大片金屬作為散熱片，或是用風扇吹放大器。如果放大器被作成積體電路，則可能需要大型且昂貴的改善溫度封裝格式以幫助散熱。這些考慮因素在消費性產品中較為麻煩，像是寸土寸金的平面電視，或是日益傾向於在固定空間內塞入更多頻道的汽車音響等。

在功率等級小於1W的情況下，浪費的功率可能會比產生的熱更加麻煩。如果由電池供電時，線性的輸出級會比D類設計更快耗完電池。在上述的範例中，D類輸出級比B類少消耗2.8倍的供應電流並比A類少23.6倍，這會對行動電話、PDA和 MP3隨身聽等產品的電池使用時間產生巨大的差異。

為了簡化起見，到目前為止的分析都僅止於放大器的輸出級電路。然而當考慮放大系統中所有的功率損耗來源時，線性放大器在低輸出功率等級時可能比D類放大器還要有用。原因是需要產生和調變交換波形的功率在低等級時會是相當明顯的。因此，設計良好的低至中等功率AB類放大器的整體系統損耗低到可以和D類放大器相比。然而D類功率損耗無疑地在較高輸出功率範圍時有絕佳的性能表現。

D類放大器與單端版本比較

圖三表示在D類放大器中使用輸出電晶體和LC濾波器的差動應用方式。H橋有兩組供應反極脈衝波給濾波器的半橋交換電路，而濾波器包含兩組電感、兩組電容以及揚聲器。每組半橋包括兩個輸出電晶體：連接正向電源的高端電晶體（MH），以及連接負向電源的低端電晶體（ML）。這裡的圖表顯示高端pMOS電晶體。高端nMOS電晶體常被用來減少體積和電流容量，但需要特別的驅動閘道技術來控制[1]。

完整的H橋電路通常是由單一電源啟動（VDD），接地用來當作負向供電終端（VSS）。在已知的VDD和VSS條件下，橋接電路的差動特性表示它可以傳輸單端解決方案兩倍的輸出訊號以及四倍的輸出功率。半橋電路可以由兩極電源或單一電源供電，但是單一供電可能會將有害的直流偏壓電壓VDD/2跨過揚聲器，除非加一組阻隔電容器。

半橋電路的供電匯流排可以用LC濾波器的大量電感電流增壓到超過其名義上的數值。在VDD和VSS之間加入大容量的去耦電容可以限制增壓瞬變電流的dV/dt值。全橋電路不會受匯流排增壓的影響，因為電導電流由其中一組半橋流入並由另外一組流出，而產生了一個甚少干擾供電的本地電流迴路。

音效D類放大器的設計考量因素

較低的功率損耗使得設計人員採用D類放大器來當音效應用，但是設計者亦要面對重大的難題。包括有：

選擇輸出電晶體大小

適當選擇電晶體的大小才能將各種訊號狀況下的功率損耗最佳化。要確保在傳導高IDS時仍能保持低VDS，需要小的輸出電晶體開啟電阻（RON）（通常0.1V到0.2V）。但是這需要有相當大閘道電容（CG）的大型電晶體。切換電容的閘道驅動電路消耗CV 2f的功率，其中C是電容，V是充電期間的電壓改變，而f為切換頻率。如果電容或是頻率太高時，「切換損失」就會過多，所以會有實際的上限。因此選擇電晶體的大小是在傳導時的最小IDS × VDS損失，以及最小的切換損失之間作取捨。電導損失會在高輸出功率等級時主導功率損耗和效率，而在低輸出等級時損耗主要是受切換損失所影響。功率電晶體製造商試圖將產品的RON x CG乘積最小化以減少切換應用中的整體功率損耗，並提供切換頻率的選擇彈性。

保護輸出級電路

輸出級電路必須要對許多可能會造成損害的情況作保護：

過熱

雖然D類放大器的輸出級功率損耗比線性放大器低，如果必須要長期傳送非常高的功率則仍然可能會危及輸出電晶體。為了避免危險的過熱現象，需要使用溫度監控電路。在簡單的保護結構中，當晶片內偵測器所測量的溫度超過熱關閉（thermalshutdown）安全臨界值時，會關掉輸出級直到冷卻為止。偵測器除了以簡單的二進位顯示溫度是否超過關閉臨界值外，還可以提供額外的溫度資訊。經由測量溫度，控制電路能夠逐漸降低音量，減少功率損耗和保持溫度在界限之間，而不會在熱關閉的情況發生時強迫出現會讓人察覺的無聲期。

輸出電晶體的電流過剩

如果妥善連接輸出級電路和揚聲終端器，低的輸出電晶體開啟電阻並不構成問題，但是如果這些結點不小心互相短路，或是連到正向或負向電源時，則可能造成巨量的電流。萬一沒有檢查到的話，這種電流可能會對電晶體或週遭的電路造成損害。因此需要使用偵測電流的輸出電晶體保護電路。在簡單的保護結構中，一旦輸出電流超過安全臨界值時就會關掉輸出級電路。在比較複雜的結構裡，電流偵測器的輸出結果會送回放大器，一方面試圖限制輸出電流不超過最大安全等級，同時讓放大器能持續運作而不致關閉。在這些結構中，強制關閉是萬一所有限制方式都無效後的最後方法。有效的電流抑制器也有助於放大器在出現因為揚聲器共鳴所產生的短暫大量瞬間電流時，保持安全運作。

電壓不足

大多數的交換輸出級電路只有在正向供電電壓夠高時才能正常運作。如果發生電壓不足（undervoltage）的情況，也就是供電太低時就會產生問題。這個問題通常都是使用低壓閉鎖（undervoltage lockout）電路來解決，它讓輸出級電路只能在供電電壓高於低壓閉鎖臨界值時才能運作。

輸出電阻的開啟時機

MH和ML輸出級電晶體(圖六)的開啟電阻非常低。因此避免MH和ML同時開啟是很重要的，因為那會產生一條從VDD到VSS貫穿電晶體的非常低阻抗路徑，以及大量的穿透（shoot-through）電流。最快的情況是電晶體加溫而浪費功率；最壞的情形則是電晶體因此而損壞。電晶體的先切後接（Break-before-make）控制在開啟任一電晶體之前都強制關閉兩者，以避免穿透的情形發生。兩組電晶體都關閉的時間間隔稱為非重壘時間（nonoverlap time）或是停工時間（dead time）。

《圖六　輸出級電晶體的先切後接切換電路》

音質

D類放大器要達到整體的良好音質必須要解決幾個問題：

喀嗒聲和砰爆聲（Clicks and pops）

這是在開關放大器時發生的吵雜聲。可惜的是，除非很小心地處理放大器靜音或非?音時的調變階段、輸出級定時以及LC濾波器階段，否則D類放大器很容易出現這種情形。

訊號雜訊比（SNR）

為了避免放大器雜訊底層（noise floor）出現可聽見的嘶嘶聲，用於可攜式應用的低功率放大器SNR值應該要超過90dB，中功率設計要超過100dB，而高功率設計則是110dB。有各種放大器的設計方法可以達到這些要求，但是必須在放大器設計中追蹤個別的雜訊來源以確保良好的整體SNR值。

失真機制

包括了調變技術或是調變設計方法中的非線性因素，以及用來解決輸出級穿透電流問題的停機時間。

關於音訊訊號強度的資訊通常編碼於D類放大器輸出脈衝波的寬度中。加入停機時間以預防輸出級穿透電流導致非線性的定時誤差，這會使揚聲器產生與理想脈衝寬度定時誤差成比例的訊號失真。將避免穿透電流的停機時間縮到最短通常是將失真降到最低的最好方法；關於最佳化調整切換輸出級失真性能的詳細設計方法可見參考資料[2]。

其他的失真來源包括：輸出脈衝上升及下降次數不相符、輸出電晶體閘道驅動電路的定時特性不相符，以及LC低通濾波器零件的非線性特性。

供電抑制（PSR）

在圖二的電路中，供電雜訊幾乎是沒有受到抑制地直接連接著揚聲器。這是因為輸出級電晶體經由非常低的阻抗將供電連結到低通濾波器。濾波器抑制了高頻雜訊，但是其設計可以讓包括雜訊的所有音訊頻率通過。對於單端及差動切換輸出級電路中的供電雜訊效應可見參考資料[3]。如果沒有解決失真或是供電的問題，就很難達到高於10dB的PSR，或是低於0.1％的總諧失真率（THD），THD容易成為刺耳的高階種類。

幸好有好方法解決這些問題。有高迴路增益的回授電路（許多線性放大器中設計所用）很有幫助。從LC濾波器輸入端的回授訊號能大幅改善PSR，並減弱所有非LC濾波器的失真機制。在回授迴路中加入揚聲器可以減弱LC濾波器的非線性特性。設計良好的封閉迴路D類放大器可以作到PSR＞60dB和THD＜0.01％的高級音響等級音質。

然而回授電路使得放大器設計複雜化，因為必須要解決迴路的穩定性（高級設計的重要考量）。此外，有必要使用連續時間類比回授電路以擷取關於脈衝定時誤差的重要資訊，所以控制迴路一定要包括類比電路以處理回授訊號。這會增加製造積體電路時的晶片（die）成本。

為了降低IC成本，有些製造商喜歡減少或將類比電路內容縮減到最少。有些產品採用數位開放迴路調變器，加上類比數位轉換器以偵測供電變化，並調整調變器的行為進行補償，如參考資料[3]所提出的方法。這可以改善PSR，但是無法解決任何失真的問題。其他的數位調變器試圖對預測的輸出級定時誤差作事先補償，或是修正調變器的非線性。這樣至少可以解決部份的失真機制，但不是全部。開放迴路D類放大器可以處理容許一般音質的應用方案，但要達到最佳音質看來需要某些回授電路。

（作者任職於ADI美商亞德諾）

（本文下期將繼續介紹D類放大器的調變技術與抑制電磁干擾等課題，歡迎讀者持續鎖定。）

＜參考資料：

[1]. International Rectifier, Application Note AN-978, "HV Floating MOS-Gate Driver ICs."

[2]. Nyboe, F., et al, "Time Domain Analysis of Open-Loop Distortion in Class D Amplifier Output Stages," presented at the AES 27th International Conference, Copenhagen, Denmark,

September 2005.

[3]. Zhang, L., et al, "Real-Time Power Supply Compensation for Noise-Shaped Class D Amplifier," Presented at the 117th AES Convention, San Francisco, CA, October 2004.

[4]. Nielsen, K., "A Review and Comparison of Pulse-Width Modulation （PWM） Methods for Analog and Digital Input Switching Power Amplifiers," Presented at the 102nd AES

Convention, Munich, Germany, March 1997.

[5]. Putzeys, B., "Simple Self-Oscillating Class D Amplifier with Full Output Filter Control," Presented at the 118th AES Convention, Barcelona, Spain, May 2005.

[6]. Gaalaas, E., et al, "Integrated Stereo Delta-Sigma Class D Amplifier," IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 40, no. 12, December 2005, pp. 2388-2397. About the AD199x Modulator.

[7]. Morrow, P., et al, "A 20-W Stereo Class D Audio Output Stage in 0.6 mm BCDMOS Technology," IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 39, no. 11, November 2004, pp. 1948-1958. About the AD199x Switching Output Stage.

[8]. PWM and Class-D Amplifiers with ADSP-BF535 BlackfinR Processors, Analog Devices Engineer-to-Engineer Note EE-242. ADI website: www.analog.com （Search） EE-242 （Go）

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延 伸 閱 讀

本文研究一種新型的高頻DC-DC開關功率變換器 。它採用電流模式移相PWM控制，在較大的負載範圍內實現了開關器件的零電壓軟開關（ZVS）。論文最後給出了實驗結果和兩個主要波形，並做出了詳細的說明。 相關介紹請見「 電流模式控制倍流整流器ZVS PWM全橋DC-DC變換器的研究」一文。 本文介紹一種新型的高頻DC/DC開關功率變換器，它採用電流模式移相PWM控制，在較大的負載範圍內實現了開關器件的零電壓軟開關(ZVS)，並給出了仿真主電路和主要波形。。你可在「 電流模式控制移相全橋零電壓軟開關(ZVS)DC/DC功率變換器」一文中得到進一步的介紹。 提供了一種新穎的寬輸入範圍、完全DCM、箝位元電流工作模式的Boost功率因數校正電路控制方法。該控制方法不存在Boost電路中二極體的反向恢復，從而提高了整個電路的效率，同時，該方案獲得了低的總諧波畸變（THD）和較高的功率因數（PF）。該方案適合於中低功率場合的應用。給出了具體的理論分析和一個100W的電路實驗資料。在「一種新穎的完全斷續箝位元電流模式功率因數校正電路」一文為你做了相關的評析。

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