近年來，隨著液晶顯示器（Liquid Crystal Display；LCD）相關技術的快速發展，使得液晶顯示器已廣泛的應用在各領域中。與傳統的陰極射線管（Cathode Ray Tube；CRT）顯示器比較起來，雖然液晶顯示器在顯示的動態響應等方面尚無法和陰極射線管顯示器相匹敵，但其具有體積小、重量輕且不佔空間、低耗電量、不反光及低輻射等優點，已使得液晶顯示器逐漸地取代傳統的陰極射線管顯示器成為現今當紅的平面顯示器（Flat-Plane Display；FPD）。
一般而言，液晶顯示器本身不但需要一組背光電路，亦需要一組高效率的偏壓電源來控制對比，且此偏壓電源必需要能夠在相當大的負載變動範圍內都維持穩定的輸出電壓。由於目前小尺寸液晶顯示器的相關產品均已朝薄型化之趨勢發展，使得小尺寸液晶顯示器的背光電路與偏壓電源供應器亦須往扁平化設計。因此，如何設計體積小、效率高的液晶顯示器背光電路與偏壓電源供應器，已成為產品設計上重要的課題。有鑑於此，本文將說明如何來設計出一體積小、效率高的液晶顯示器偏壓電源供應器。
電路架構與工作原理
基本上，液晶顯示器的偏壓電源供應器必須要能提供三組輸出電源，其中一組是Source電源，另外兩組則是一為正電壓另一為負電壓的Gate電源。由於偏壓電源供應器的輸入電壓一般大都會較其所需提供的Source電壓來的低，因此Source電源的部分可經由一升壓式轉換器(Step-up Converter)來產生；而正、負Gate電源的部分，因所需提供的負載電流較為小，為了縮小電路體積與節省成本，則可採用充電幫浦（Charge Pump）的方式，將升壓式轉換器的PWM訊號充電幫浦到所需的正、負Gate電壓，如(圖一)所示。
由圖一的電路可發現，在升壓式轉換器的一個切換週期中，功率切換開關的電壓將介於輸出電壓與零電壓之間變化。當功率切換開關導通時，升壓式轉換器的輸出電容C1將經由二極體D2與功率切換開關S對電容C2充電，使C2上的電壓近似於升壓式轉換器的輸出電壓，而電容C3則將透過D4與S對電容C4充電，使C4上的電壓近似於兩倍的升壓式轉換器輸出電壓，如(圖二)(a)所示。
而當功率切換開關截止時，則停止對C2與C4充電，此時二極體D2與D4為截止的狀態，而二極體D3與D5則進入導通的狀態，並且電容C3被充電至近似兩倍的升壓式轉換器輸出電壓，而電容C5則被充電至近似三倍的升壓式轉換器輸出電壓，如圖二(b)所示；如此即產生所需的正Gate電壓。至於負Gate電源的部分其工作原理與正Gate電源的部分相似，當功率切換開關截止時，二極體D6為導通的狀態，電容C6被充電至近似於升壓式轉換器的輸出電壓大小，如圖二(b)所示；而當功率切換開關導通時，則停止對C6進行充電，此時D6為截止的狀態，而D7則進入導通的狀態，並且電容C6將經由D7與S對電容C7充電，使C7上的電壓近似於負的升壓式轉換器輸出電壓，如圖二(a)所示；如此所需的負Gate電壓即產生。
設計實例
接下來將以輸入電壓為3.3V的情況為例，說明如何來設計一Source電源為10V、正的Gate電源為28V而負的Gate電源為-9V的液晶顯示器偏壓電源供應電路。
應用電路
(圖三)為液晶顯示器之偏壓電源供應器的應用電路，以沛亨半導體所推出的升壓式轉換器AIC1880搭配兩組輔助的充電幫浦式轉換電路所形成。其中AIC1880為一固定頻率、高效率的升壓式轉換器，其所使用的控制方式為峰值電流模式的脈波寬度調變（Peak-Current-Mode Pulse-Width-Modulation），如(圖四)所示，因此藉由選用適當的週邊元件，可達到快速的動態響應特性。
此外，AIC1880本身有640kHz與1.2MHz兩個操作頻率可供選擇，因此藉由選用較高的操作頻率，將可適當地減少外部應用電路的體積。由於AIC1880本身並沒有內建正、負Gate輸出電壓的穩壓回授控制電路，如果正、負Gate電源的部分也要求需具備有良好的穩壓特性，則可在正、負Gate電源的輸出端分別再串接一線性穩壓器（Linear Regulator）來使其輸出電壓能穩在所需的電壓準位。
週邊元件選擇
升壓電感（L）
由於AIC1880的設計是使用峰值電流模式的脈波寬度調變控制架構，因此會內建斜率補償（Slope Compensation）的功能來避免次諧波（Sub Harmonic）震盪的發生。為確保整個轉換電路能夠穩定操作，則內建的斜率補償值Ma與輸入電壓VIN、輸出電壓VOUT1、升壓電感必須滿足(公式一)的關係。
其中D為功率開關的導通率。將Ma=0.33V/μS代入(公式一)，則可得升壓電感需大於5.2μH。
另一方面，升壓電感的感值大小與轉換器的操作頻率高低亦會影響到電感電流的漣波大小。
其中fOSC為升壓式轉換器的操作頻率。由於AIC1880本身即具有640kHz與1.2MHz兩個操作頻率可供選擇，當選用較高的切換頻率時，則可允許使用較小的升壓電感。然而使用較高的切換頻率將導致較大的切換損失，這將會使電路的轉換效率變得較低。在此設計中，設定fOSC=1.2MHz、ΔIL=300mA，則升壓電感的大小可由(公式三)決定之。
綜合以上兩者，選擇升壓電感L為6.8μH。
此外，為避免電感鐵芯的飽和，所選用的電感的飽和電流必須大於轉換電路的最大電感電流峰值。假設最大輸出電流IOUT1(MAX)為250mA、電路的轉換效率為0.8，則電感電流的峰值可由下式決定之﹔
輸入電容（CIN）
為降低功率切換開關的快速切換所產生的輸入電壓漣波，建議採用具有低等效串聯電阻（Equivalent Series Resistance；ESR）的陶瓷電容來作為輸入電容。在此設計中，輸入電容CIN選用10μF/6.3V的陶瓷電容。
輸出電容（COUT）
假設最大漣波電壓ΔVOUT1為30mV，則最小輸出電容可由(公式五)決定之。
此外，輸出電壓的漣波大小亦受到輸出電容本身ESR大小的影響。
在此設計中，輸出電容COUT選用兩個4.7μF/16V的陶瓷電容並聯。
柔性啟動電容（CSS）
AIC1880本身內建有柔性啟動（Soft-Start）的功能，來避免輸入湧入電流（Inrush Current）的產生。其柔性啟動時間可由(公式七)求得。
一般而言，所使用的柔性啟動電容應該要足夠大，以確保輸出電容的電壓於柔性啟動結束之前能達到預設的電壓值。在此設計，柔性啟動電容CSS選用0.01μF。
分壓電阻（R1與R2）
在待機時間，分壓電阻將會持續的消耗能量，因此選用較大的分壓電阻，將可適度的縮減轉換電路的待機電流。在此設計中R1選用1.6M，選擇R2為220k，則R1可由(公式八)決定之。
回授迴路補償（RCOMP、CCOMP與CCOMP2）
為避免由於系統的不穩定造成輸出電壓的漣波過大與電路的轉換效率過低，AIC1880需一額外的補償網路來補償其回授迴路，如圖三所示。在此額外的補償網路中，Rcomp是用來設定回授迴路的增益以提昇電路的動態響應。當Rcopm決定後，則需決定Ccomp來設定回授迴路的零點來維持電路的穩定性。而Ccomp2是要用來消除由輸出電容與其本身的ESR所造成的零點。在此設計中，選用Rcopm=36 k、Ccomp=1000pF與Ccomp2=20pF。
至此，整個轉換器的週邊元件值已大致完全計算出來，提供給電路設計者參考。基本上為求整體體積能達到較小化，電感與電容的選用以符合電壓電流的規格即可，元件的體積則可以盡可能的小。
測試結果
本文以輸入電壓為3.3V、輸出的Source電壓、正的Gate電壓與負的Gate電壓分別為10V、28V與-9V的情況為例，實際製作圖三之偏壓電源供應器，並進行電路量測。(圖五)為當Source電源、正的Gate電源與負的Gate電源的輸出電流分別為200mA、10mA與10mA時，升壓式轉換器的切換波形與輸出漣波電壓波形，其輸出漣波電壓約略為35mV左右。(圖六)為當正、負Gate電源的輸出電流各為10mA時，Source電源的輸出動態響應波形。而(圖七)與(圖八)則分別為在不同的Gate電流下，正、負Gate電壓的變化情況。若正、負Gate電源的部分也需要有良好的穩壓特性，則可在正、負Gate電源的輸出端分別再串接一線性穩壓器來穩其輸出電壓準位。(圖九)所示為在不同的負載電流下電路的轉換效率，從圖中可知，當Source電源、正的Gate電源與負的Gate電源的輸出電流分別為150mA、0mA與0mA時，整體電路的轉換效率可達到85％，而隨著Source電源的輸出電流下降，整體電路的轉換效率亦隨之降低。
結論
由於小尺寸液晶顯示器的相關產品朝薄型化發展的趨勢已經成為潮流，因此如何設計體積小、效率高的電源轉換器已成為液晶顯示器相關產品設計上重要的一環。有鑑於此，本文已針對小尺寸液晶顯示器所需的偏壓電源部分，說明如何以一組升壓式轉換器搭配兩組簡易的充電幫浦式轉換電路，來設計出一合適的液晶顯示器偏壓電源供應器，並於文中提供如何選用合適的電路週邊元件來使得整體轉換電路能穩定的工作並使其體積能較小化。（作者為沛亨半導體資深產品應用工程師）
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