近年來，把完整的射頻無線電接收器整合至晶片的趨勢已開始挑戰超外差無線電架構的主導地位，IC設計人員現在想藉由單次轉換（single-conversion）技術來達到相同的效能，而不是採用超外差技術的兩次轉換（double conversion）架構或在相對較高的固定中頻執行通道濾波。

然而受到傳統上對於超外差接收器架構較有利的多項因素影響，單次轉換架構就算可以滿足效能需求，整個設計的複雜性也會大幅增加，其關鍵問題之一就在於低中頻接收器的射頻鏡像通道（RF image channel）與目標通道的間距會大幅縮短。

因為相鄰通道也會通過，類比前端電路（AFE）須有能力處理通道濾波器之前各級接收器電路的最大可能干擾強度（interferer level），同時繼續保留微弱目標訊號的完整性。由於通道濾波器的多數電路大都是數位電路，此架構對於整個類比前端接收器鏈以及隨後的類比數位轉換器的動態範圍都有著非常嚴格的要求。

近幾年來，一些原因讓廠商開始利用CMOS製程發展商用單晶片直接轉換接收器，以便支援需要高效能的應用系統，例如GSM行動電話仍是極為重視高效能、低功耗和高整合度的應用之一。

針對低中頻接收器架構的類比前端電路，下列資訊將利用一種系統模型來說明它們的各項優缺點和結果，這個模型的目標是將各級類比前端電路的非理想特性對於整體效能所造成的影響加以量化。

《圖一　低中頻接收器的類比前端（AFE）》

接收器架構

(圖一)是接收器的類比和混合訊號零件，類比前端包含射頻自動增益控制器（RF AGC）、低雜訊放大器（LNA）、射頻混波器、可程式增益放大器（PGA）和類比數位轉換器。射頻混波器提供兩組輸出，隨後則是複雜的鏡像拒斥（image rejection）處理作業。

熱雜訊、本地振盪器（LO）的相位誤差和互調變（inter-modulation）都會影響整個類比前端電路的效能，本文則希望將它們的影響程度量化。熱雜訊是無法避免的問題，它會出現在接收器的各級電路。各級電路的熱雜訊對於整體效能的影響程度會由許多因素決定，包括它的電壓增益、後續各級電路之間的I/O阻抗匹配以及其它的外部固定參數，例如訊號頻寬。

《圖二　本地振盪器相位雜訊與干擾源及突波雜訊之間的相互混波》

如圖二所示，本地振盪器的相位雜訊會透過互混波效應（reciprocal mixing）而影響效能。

至於互調變失真（inter-modulation distortion），則只有三階效應（IP3）才會被量化，這是因為在實際的接收器裡，可以透過差動式設計來減少二階效應（IP2），所以三階效應才是最主要的效應。

動態效能（Dynamic Range；DR）是適合類比前端的效能指標之一，在此處將動態範圍定義成最大均方根輸入水準（目標訊號和所有干擾源訊號的均方根和）和接收器靈敏度（Sensitivity Level；SL）之間的相差值，並以分貝（dB）表示。這個靈敏度是指目標輸入訊號至少需要多大振幅，才能讓接收器產生「足夠良好」的輸出訊號，因此接收器的雜訊基準不應超過SL–SNR（min），其中SNR（min）是指調變電路和通道編碼系統對於訊號雜波比的最低要求。

若通道濾波器完全由接收器的數位電路實作，那麼對於跟隨在類比前端電路後面的類比數位轉換器來說，類比前端電路的動態範圍與SNR（min）的相加值也代表它對於訊號雜波比的最低要求。無論如何，若在類比前端電路加入某些通道選擇能力，即可降低類比數位轉換器對於動態範圍的要求。除此之外，動態範圍的概念也有助於接收器類比與數位效能需求的取捨。

《圖三　動態範圍和接收器鈍化（desensitization）》

(圖三)是動態範圍與干擾強度（相對於靈敏度，以dB表示）的關係圖，這條關係直線上升至某個點後，前述的一個或多個類比前端效應就會產生影響，使效能開始大幅下降。隨著這些效應的影響程度不同，接收器的動態範圍可能成為雜訊限制型（noise-limited，因為熱雜訊或相位雜訊）或是失真限制型（distortion-limited，由於IP3）。

當干擾強度讓這條曲線轉為平坦時，接收器將開始鈍化（de-sensitize）。舉例來說，類比前端的動態範圍會變得不足，使其無法在面對很強的干擾時，根據其靈敏度要求通過微弱的目標訊號，反而會造成輸入訊號的過載或截波。

就概念而言，可將接收器類比前端的電路模型視為一個黑盒子，這個黑盒子是由許多不同參數加以定義的，包括由外界規定的一組效能要求、根據個別接收器零件的模擬結果所得到的一組內部效能參數（設計常數）、一個必須最佳化的效能指標（最佳化準則）以及多個用來在操作過程中讓電路發揮最佳效能的「調整項目」（最佳化變數）。(表一)即是這些參數的綜合說明。

在「設計約束條件」（design constraints）所允許的增益範圍內為各級電路選擇最理想的增益值時，應根據各級電路的最小/最大增益和增益增量（gain increment）輸入值來決定這個最佳增益值，使類比前端電路的總動態範圍在所指定的干擾頻率和強度下為最大值。

接收器各級功能的電路模型

以電阻分壓器做為射頻自動增益控制器的電路模型時，若目標訊號和干擾訊號組成的總輸入訊號變得太強，射頻自動增益控制器的前面卻沒有天線調諧電路，那麼分壓器就會等量衰減想要和不想要的訊號。低雜訊放大器、混波器和APGA也都提供可變增益。

另一個低雜訊放大器會將射頻混波器的輸入訊號放大。除了熱雜訊規格之外，低雜訊放大器、混波器、APGA和類比數位轉換器的特性還包括輸入IP3（input-IP3；IIP3）的數目。IIP3的數目也是「設計常數」（也就是根據電晶體層級模擬結果所獲得的參數），注意此處是用各級電路的IIP3數目（stage-IIP3 number，也就是該級電路輸入端的IP3）。此模型會根據各級電路的貢獻來計算串接後的類比前端電路IP3總數，計算過程還會將各級電路的增益值、I/O阻抗和各級電路內兩個干擾源的頻率選擇性衰減幅度（frequency-selective attenuation）列入考慮。

當干擾很強以及/或是各級電路的IIP3數目很少時，IM3就會升高，使得接收器變成失真 限制型（distortion-limited）。

熱雜訊會使得動態範圍縮小，若以DR（TN）代表熱雜訊所限制的動態範圍。接收器一方面想設定很高的增益值，將動態範圍的劣化程度減至最少，但在另一方面，較小的增益值卻能減少IP3失真，輸入級電路也不會因為輸入訊號太強而發生過載現象。互混波所導致的本地振盪器相位雜訊也會讓動態範圍縮小，這部份則是以DR（PN）來表示，此時總動態範圍可寫成DR（TN+PN+IP3）。

要讓總動態範圍變得最大，可將各級電路的增益值視為最佳化問題的自變數，它的最佳化準則是：動態範圍的極大化。這個模型包含各級類比前端電路在其輸入端的總輸入振幅表示式，其中含有目標訊號、干擾訊號以及雜訊和IP3所造成的影響，這些表示式會受到過載位準（overload level）的限制，所以它們都是不等式。

接收器最佳化的結果

將這個低中頻接收器模型用於某個接收器類比前端電路，此電路是在100MHz的射頻訊號輸入頻率（即f0）以及200kHz的射頻通道頻寬等條件下操作，下文將解釋所得到的部份定量結果。利用Excel Solver功能來決定在兩個（相等的）干擾強度下，各級電路的「最佳」增益值，這些干擾訊號強度分別為：靈敏度＋20，靈敏度＋30…直到靈敏度＋110dB。假設靈敏度等於0dBuV，可用dBuV來表示干擾強度，並將干擾頻率設定為f1＝100.4MHz以及f2＝100.8MHz；因此，（2 × f1 － f2）頻率點上的IM3訊號就會落在目標通道的上端。

(圖四)(a)和(b)分別是動態範圍與干擾強度的關係曲線（圖中各點都是最佳化結果，因此也是電路在對應的干擾強度下所能提供的最佳動態範圍）以及接收器各級電路的對應增益值。除了總動態範圍（DR）之外，圖中還顯示DR（TN）以及DR（PN）等各個部份。

《圖四》

若只有一個干擾源，IP3效應即可排除，此時再讓其它的接收器參數保持相同，即可得到(圖五)(a)和(b)的結果。

《圖五》

只有一個干擾源時，如圖五(a)，如果干擾強度相同，動態範圍將會大幅提高，此時可歸納出接收器為失真限制型（distortion-limited），而不是雜訊限制型（noise-limited），這還能從雙干擾源的增益圖裡獲得證明，如圖四(b)，在其它各級電路的增益值下降前，射頻自動增益控制器（RFAGC）就會在干擾強度等於60dB左右時先開始降低。類比前端電路則會減少接收器訊號強度，以便克服IP3的影響。

射頻自動增益控制器會利用額外的衰減來補償較高的干擾強度，這會讓動態範圍曲線轉為平坦，直到它達到射頻自動增益控制器的最大衰減限制值為止，接著就必須降低其它各級電路的增益值，但這會對動態範圍造成不利影響，進而讓接收器鈍化（desensitization）。

乍看之下，DR（TN）好像也是一項限制因素，但它其實只是射頻自動增益控制器為了消除IP3影響而限制訊號輸入振幅，進而造成熱雜訊效應升高的結果。

結論

類似於此處所發展的接收器模型可以提供接收器類比前端電路的一階效能分析，同時讓設計人員深入瞭解所選擇接收器架構可否達到所要求的效能規格。此處討論的動態範圍概念也有助於在接收器的類比和數位電路之間做出適當的分割。（作者為Silicon Labs. 產品市場經理）

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