安捷倫科技在2002年歐洲微波論譠發表了測試轉頻器的校正新方法，不但提高測試轉頻器信號強度參數的精確度，更進一步解決轉頻器絕對相位與群延遲的測試限制。這些技術已被應用在安捷倫高性能向量網路分析儀中，搭配內建測試軟體，簡化了複雜的轉頻器測試。由安捷倫的新轉頻器高精度校正測試方法，應用於轉頻元件的向量校正，可以將量測轉頻元件的測試環境提升精確度至另一境界，有別於傳統所執行的信號強度校正法及相對相位比較法，在此將作一些實例量測，並與傳統方法做一比較。

在傳統的網路分析儀雙端口元件測試系統，所使用的校正系統誤差模型為12個誤差項，其中6個為順向（forward direction），6個為逆向（reverse direction）。為了修正這12個誤差項，所有的誤差信號源必須被知道。所用的方法是執行一系列的標準件量測，例如以高品質的open、short、load及thru來做校正，所測得的資料與該標準件的響應做比對運算，便可得12的誤差項的偏差。

然而在使用向量網路分析儀測試轉頻元件時，僅有五項系統誤差，這五個誤差源分別為：反射追蹤（reflection tracking）、傳輸追蹤（transmission tracking）、指向性（directirity）、信號源匹配（source mismatch）及負載匹配（load mismatch）。原在線性測試時的串音（cross-talk）誤差項，在測試轉頻元件時因RF頻率與IF頻率不同，故此項並不存在。

反射追蹤與傳輸追蹤是因向量網路分析儀內部四個接收機的頻率響應並不完全相同，以及信號行走路徑的衰減量不一致，所造成的誤差項。

指向性誤差是儀器的激發信號因向量網路分析儀內部耦合器的信號洩漏至反射接收機，此誤差項會影響反射量測的精確度。

信號源匹配及負載匹配誤差項是待測物與網路分析儀兩個端口間的阻抗不匹配，轉頻元件的輸入與輸出端口通常都是匹配不良的，如果測試儀器的輸入阻抗也匹配不良，那麼一些反射信號會被再反射進測試路徑，此一再反射信號會造成反射與傳輸量測的強度與相位的不確定度。

在執行量測時，上述所得五個誤差項與測得的資料做運算，便可計算出待測元件的實際四個S參數。每一個S參數都包含有強度和相位。

S參數的定義是元件的響應與激發信號的比值，相位是輸入與輸出信號的相角差。而轉頻元件因輸入信號與輸出信號的頻率不相同，故無法再使用傳統的雙端口元件誤差模型。

傳統網路分析儀內部的功能方塊圖，如(圖一)所示，為了使激發信號與響應信號維持精準的鎖相，激發信號會由鎖住R1接收機的頻率並與參考源做比對來維持與LO1的追蹤。接收機中的濾波器會將與激發信號同頻的響應頻率做接收，所以如果是測試非線性元件特性，而接收機並沒有被調整至別的頻率，那麼便無法測試轉頻元件。

若要使接收機的接收頻率不隨著激發信號頻率來追蹤，則必須使用不同的鎖相系統。一個獨立的LO被加在激發源中來與接收機用的LO1做分離，如此接收機便可被設定與激發頻率不同，因此此時網路分析儀會被稱為在「轉頻模式」下工作。S參數便無法再被用來表達此一轉頻條件，用「C」表達此模式下，元件所產生的「轉換增益」或「轉換損失」，如(圖二)所示。

誤差模型

線性系統的誤差模型必須被換成可以表達轉頻元件的誤差模型，亦即輸入的誤差項與輸出的誤差頻率不同。可以很簡單的將該模型思考成兩個部份，一為RF的輸入端，另一為IF的輸出端，將原先線性系統中五個誤差項簡化為三個誤差項，如(圖四)中的公式所示。

(1)ETF：轉頻傳輸追蹤誤差是RF端信信號源傳輸項與IF端的接收傳輸追蹤。

(2)ERF：反射追蹤是信號傳輸追蹤與信號源反射追蹤的合成。

(3)C21a：在轉換量測時，誤差項為S21a-RF及S21a-IF。

其中的ETF無法用傳統的校正方法測得，因此發展兩種不同的方法來計算此誤差項。

新校正測試法

兩種新校正法測試架構

方法一：純量混波器校正法（MCAC）

當測試轉頻元件時，因無法執行雙端口校正，所以傳統上會使用信號源功率校正及接收機功率校正來做簡單的修正。

信號源功率校正的目的是修正輸入RF頻率範圍的功率平坦度及線性度；接收機功率校正的目的是修正IF頻率範圍的功率平坦度及線性度，此法是在分析儀與功率感應器的阻抗匹配情況下執行的，換言之，必須待測物與功率感應器阻抗在相同匹配情況下才有最佳的精碓度。此法中，校正完後，在執行待測混波器量測時，並沒有再進行誤差修正，以致於如果待測物與功率感應器阻抗匹配有任何偏差，就會直接造成量測結果的不確定度。

新的純量混波器校正法也是使用類似的作法，會分別修正信號源在輸入頻段的位準及接收機在輸出頻段的位準。因仍有一些不匹配會發生在功率感應器及高頻測試線間，造成小小的能量反射回網路分析儀的輸入端口因而使功率錶所測得的能量比實際小。但如果將此一微小反射信號由網路分析儀來測得，便可據此來修正不匹配誤差，這樣便可完全修正傳統校正上無法完成的誤差向修正，可以得到更精確的量測結果。

此外，更重要的是純量混波器校正法可以在執行待測混波器量測時，進行誤差項修正。此法在量測同時，對待測混波器及網路分析儀之間的輸入與輸出阻抗不匹配進行補償。若沒有執行此法，這些不匹配所造成的反射誤差信號會互相作用，可能是相加或相減作用，這是傳統校正法無法修正的。

純量混波器校正法分成四個步驟來完成：

完成上述校正步驟後，網路分析儀便已將不匹配誤差移除，並有高精度的信號源激發及接收位準，準備測試待測混波器。測試架構非常簡單，但有幾件事情必須注意：

測試實例：為使用傳統功率錶校正法及純量混波器校正法的測試結果比較，可以明顯的看出新方法改善測試系統的不匹配誤差。

向量混波器校正法──傳統的測試轉頻元件轉換相位及群延遲

傳統上欲測試轉頻元件的轉換相位及群延遲這樣的傳輸特性，會使用幾種方法：

AM技術

一個轉頻元件的群延遲可以理解為封包延遲（envelop dealay），利用一AM調變信號激發入待測轉頻元件，量測其輸出封包的相位移，在與調變信號頻率做微分運算，便可算出群延遲。這個方法有幾個假設的限制：

等效混波器升降頻技術

如(圖十)，此二混波器必須是互逆的（reciprocal），此二混波器的轉換損失是相等的。激RF頻信號進入該成對的混波器後會以原RF信號輸出，因此使用一般網路分析儀的架構便可進行強度及相位的測試。這個方法有幾個假設的限制：

三混波器技術

最近有一新方法號稱可以把成對的混波器不匹配誤差移除，此法與上一方法有相同的限制，除此之外，需要架構三次的量測，另外再加兩個限制：至少有一個混波器本身是互逆的，以及混波器產生的影頻信號必須完全被濾除。

新的向量混波器校正法

由安捷倫科技發展的新方法可以大部分消除前幾個方法的限制及誤差源，此法稱為「向量混波器校正法」，執行時分為兩大步驟：首先將一混波器加濾波器組合的特性測出，此一組合稱為「校正濾波器組」，再以此組合來校正網路分析儀。

「向量混波器校正法」只有兩個限制：需要濾波器來濾除高階乘積信號；該校正混波器必須是互逆的。此二限制與之前方法的限制並無太大不同，但卻可以將濾波器的效應移除、減少連接測試的操作次數以及不限制轉頻器是否已內建LO。此法的一個重要關鍵點在於校正混波器的反射量測以及分析所有可能的反射信號。以降頻器做為例子，所以輸入信號為RF，輸出信號為IF，IF＋為RF-LO，IF-為RF-LO，IF-為目標取出信號。將校正混波器組接上網路分析儀的port 1，執行反射校正時，以不同的負載裝置在輸出端時，會有哪些可能的信號？

IF＋信號不會被負載端所影響，IF＋被濾波器反射後，經過混波器與LO作用，返回輸入端時變成RF信號，如此發生兩次的轉換損失後貢獻在RF信號內。

IF-信號經過濾波器後，遇到負載形成反射，經濾波器進入混波器又與LO作用，返回輸入端時變成RF信號，如此也發生兩次的轉換損失後貢獻在RF信號內。

這些信號總向量和就是網路分析儀所測得的S11反射係數，其中IF-所貢獻的反射信號會因不同的負載而有所不同。

校正步驟

以下是向量混波器校正法詳細的校正步驟及說明。包含一組校正混波器組及一個參考混波器，校正混波器的條件是涵蓋待測物的RF及IF頻段，最重要的是必須具有互逆性（及C21=C12）。

上述步驟1～3為校正網路分析儀的不匹配現象，說明步驟1～3的誤差源及公式運算；步驟4～5為量測校正混波器的特性；步驟6～7計算出整個測試系統的誤差。如此，整個測試系統便以校正完成，可執行精確量測。

一混波器搭配一airline以不同校正技術所測得的結果，顯示的參數為歸一化後的轉換損失，1號軌跡為使用向量校正技術，2號軌跡為使用純量校正技術。

結論

安捷倫提供以向量網路分析儀為測試架構的轉頻元件特性量測精確的解決方案，包含純量混波器校正法及向量混波器校正法，純量法提供測試轉頻元件強度相關參數的高精度技術。另外一般測試轉頻元件最困難複雜的絕對相位與群延遲參數，向量混波器校正法解決了此難題，不論待測轉頻器是否為互逆性的，都可達到最高精度的強度與相位參數量測及重複性。（作者為台灣安捷倫科技電子儀器事業群技術支援工程部技術顧問）