資料轉換器的解析度和速度一直在穩定改進，還記得約25年前曾參加Tektronix舉辦的一項會議，和其他人士討論資料轉換器未來將如何發展；在這項會議裡，與會者甚至完全不曾考慮從16位元解析度跳躍至24位元的可能性，然而Δ-Σ轉換器架構卻讓這樣的改進得以實現。
Δ-Σ轉換器有能力提供24位元轉換結果，雖然這聽起來令人振奮，但仍有多項操作參數必須正確選擇，才能得到最佳效能。隨著抽樣方式（decimation）、調變時脈和可程式增益放大器的調整改變，即使資料速率保持相同，最後效能還是會有差異，瞭解這些取捨將對資料轉換器的最佳化產生極大助益；其它必須考慮的部份還包括輸入源阻抗、濾波器響應、anti-aliasing以及長期漂移。
Δ-Σ轉換器介紹
Δ-Σ轉換器的優點是它把大部份轉換過程都移到數位領域，使得高效能類比和數位處理的結合更容易。類比零件使用一組比較器、積分器和1位元數位類比轉換器，這種轉換器只有兩個輸出，可在整個電壓範圍提供線性轉換能力──如此高階線性使得Δ-Σ轉換器能提供非常高的精準度，而且最後的絕對精準度主要由參考電壓的精準度來決定。
Δ-Σ調變器
(圖一)是簡單Δ-Σ調變器的各種波形，輸入訊號X1是最大輸入範圍的1/4，輸入訊號減去數位類比轉換器輸出訊號可得到一個脈衝列（pulse train），低電位佔一個週期，高電位佔三個週期。鎖存比較器（latched comparator）輸出則是位元串流，它會被送至數位濾波器，其中0和1的比例會直接相關於輸入訊號電壓和全幅（full scale）輸入範圍的比例。
在圖一中，每條垂直線都代表比較器輸出被調變時脈鎖存的位置，分析電路時最好從輸出端開始，把輸出訊號當成驅動訊號，稍後再將迴路閉合。從圖中可看出，輸入電壓是1/4 Vmax，數位類比轉換器則是由數位輸出控制，剛開始時它的輸出等於Vmax，因此將輸入電壓（Vmax/4）減掉數位類比轉換器輸出電壓（Vmax）可得到-3/4Vmax，這個負電壓會送至積分器，讓積分器產生陡峭的負斜率輸出。
下個時脈訊號開始時，X3是負電壓，X4則會變成0，鎖存器（latch）會把這個0值鎖存起來，導致數位類比轉換器的輸出降為零；這個零電壓回授到輸入端，使得X2電壓差變為1/4 Vmax。如圖所示，這個1/4 Vmax正電壓會讓積分器產生較小的正斜率輸出電壓，它會延續數個時脈週期，才跨過比較器的臨界值。跨過臨界電壓後，這個正斜率輸出仍會繼續升高，直到下個時脈週期為止，此時鎖存器會把1鎖存至輸出端，於是我們又回到剛開始的地方。
若觀察Δ-Σ調變器，即可發現其頻率響應特性如下：
從(公式一)可看出，低頻時的輸出等於輸入x，高頻時的輸出等於量化雜訊，可以得到(圖二)所示的雜訊頻譜。
Δ-Σ轉換器利用超取樣（oversampling）把量化雜訊分散給更多個頻率成份，透過這種方式以及Δ-Σ調變器，即可修整雜訊頻譜的形狀，使其絕大部份被排除在訊號量測頻帶以外。透過雜訊頻譜修整，低通數位濾波器即可移除絕大多數雜訊，進而得到高精準度的量測結果。
調變器的輸出會被送至數位濾波器，藉由選擇濾波器種類或抽樣率，工程師可以調整響應特性。最後的輸出資料速率則是由(公式二)決定：
公式:資料速率＝調變時脈/抽樣率（decimation rate）
有效位元數（Effective Number Of Bits；ENOB）是類比數位轉換器的優劣評比方式（figure of merit）之一，是把雜訊表示成全幅訊號（full scale signal）和均方根雜訊的比值，並以有效位元數代表這個比值。可以利用輸出碼總數的標準差來計算24位元轉換器的有效位元數：
求解有效位元數可得到：
如果信號雜訊比是以分貝來表示，也可利用(公式四)計算有效位元數：
| 《公式四 ENOB＝（SNRmeas dB–1.76dB）/6.02dB》 |
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Δ-Σ轉換器常使用sinc濾波器，它可在輸出資料速率和其整數倍的位置產生很大衰減；換言之，若資料速率為60Hz，它會將量測值內的60Hz訊號完全除去，10Hz速率則會同時移除50和60Hz訊號。
輸入取樣速率和輸出資料速率的頻率比（ratio of the frequency）也可以調整，這個抽樣比值則會直接影響有效位元數；只要增加每個輸出結果的輸入取樣次數，有效位元數也會增加，使得類比數位轉換器的有效解析度因此提高。
某些Δ-Σ轉換器採用固定資料輸出速率，只能在很小範圍內調整，其它轉換器則提供較大彈性，不但能調整抽樣率，調變器的時脈速率也能部份調整；將此彈性結合MSC1210內建的8051微處理器，即可為這些參數的互動提供更大彈性。可在MSC1210協助下，調整和評估Δ-Σ轉換器的工作效能，並且比較其在各種調變時脈和抽樣率下的結果。(圖三)每一行都代表不同的調變時脈速率，圖中各點則代表2020、500、255、50、20和10的取樣率。從圖中可以看出，有效位元數基本上是由抽樣率決定，在特定效能水準下，調整調變時脈即可改變資料速率；此外，當調變時脈速率最大時，最高抽樣比的有效位元數會略為降低，這也符合預期。
因此可以提出這樣的問題：如果不同的調變時脈速率不會讓效能改變太多，為什麼不乾脆使用最大速率，以便得到更快速的資料轉換結果？理由之一是當提高時脈速率時，CMOS電路的功耗也會以同樣速率增加。
若功耗不是問題，可以採用更高的輸出速率，然後將多個取樣值平均，使得效能進一步提升。MSC1210讓這項工作變更容易，因為它內含32位元累加器，不需要處理器介入，就能計算256個取樣結果的平均值。
輸入阻抗和截波器（chopper）的穩定
一般來說，可將Δ-Σ轉換器的類比輸入看成一個開關和一個電容，開關頻率就相當於模擬一顆持續連接至內部電容的電阻，開關頻率的高低會直接影響這個電阻值，也就是轉換器的輸入阻抗。對於MSC1210，這個輸入阻抗可計算如(公式五)所示：
因此當取樣速率為15.625 kHz，PGA等於1時，輸入阻抗就等於5 M(。更高的取樣速率和PGA則會減少這個阻抗值，為了避免這個影響，許多Δ-Σ轉換器都提供晶片內建緩衝器。但就算使用緩衝器，轉換元件還是會對輸入訊號進行部份取樣，再利用取樣結果提供很高的直流精準度。
可程式增益放大器
許多Δ-Σ轉換器都內建可程式增益放大器（PGA），但它們的優點並不完全相同，也不一定符合預期；某些放大器雖然提供較大增益，但其實質效果只是將數位資料移位或是乘以2，對於實際應用並無任何真正助益，只要仔細分析元件資料表，就可以看出這個現象。如果PGA增加兩倍時，有效位元數也會減少兩倍，那麼實際淨增益就等於零，它只會使得雜訊涵蓋輸出範圍的更大部份。
有時使用較小的參考電壓也能提高增益，這是由於完整訊號範圍是由參考電壓決定，只要把參考電壓減半，就等於將輸入訊號的放大增益提高一倍；但另一方面，當參考電壓很低時，這種增益改進方式就會受到雜訊的限制。
趨穩時間（Settling Time）
趨穩時間是另一項可能影響多通道系統資料產出的重要因素。Δ-Σ轉換器為了提供高效能，通常會採用sinc3濾波器之類的FIR濾波器，其優點之一是訊號通過濾波器的延遲時間為定值，工程師還能輕易調整這種濾波器，利用更多的延遲取樣值來提供可變抽樣水準（levels of decimation）。增加額外的濾波級會使得輸出資料速率變慢，例如sinc3濾波器就需要三個資料轉換週期，才能穩定達到預期的精準度。
當通道切換後，趨穩時間會使得前面幾個取樣值出現趨穩誤差（settling error）。為了解決這個問題，MSC1210特別包含三種濾波器，並提供自動模式，可在通道切換後自動選擇最好的濾波器，這表示多工器切換後，前面兩次取樣將使用快速趨穩濾波器，然後使用sinc2濾波器，最後則使用sinc3濾波器來處理後面的所有取樣，因此所有結果都是完全趨穩後的轉換值。
多工資料系統若要解決趨穩時間所造成的問題，方法之一是使用更高資料速率，然後將輸出值平均；舉例來說，假設想使用60 Hz資料輸出速率，以享受60 Hz波陷濾波的優點，可使用240 Hz取樣速率，然後將四個取樣值平均，結果即相當於60 Hz資料速率。這種方法的優點是把濾波器趨穩時間從60 Hz時最多4次取樣（使用非同步通道開關，總時間66.6 mS）縮短為240 Hz的4次取樣（16.6 mS），它現在會在60Hz資料速率的一個輸出取樣週期內趨穩，卻仍能享受60Hz濾波器波陷的好處。MSC1210讓這個過程將變得極為簡單，它會設定32位元累加器來計算4次取樣的平均值，並將通道切換後的第一個結果丟棄（假設通道開關和60Hz輸出速率同步）。
Anti-Aliasing
資料擷取系統使用的濾波器響應可分為平坦式帶通（flat pass-band）以及sinc兩大類，平坦式帶通濾波器在小於截止頻率（cut-off frequency）部份的衰減值很小，然後是很大的截止頻帶（stop-band）衰減，直到Nyquist頻率為止，這使得anti-aliasing濾波器的設計變得更容易，因為Nyquist頻率通常比截止頻率高出64倍，簡單的R-C濾波器也許就能滿足要求。
另一種濾波器是sinc濾波器，但它在資料速率到Nyquist速率之間並無法提供同樣的衰減幅度。如(圖四)所示，取樣速率後面還有多個波瓣（lobes），若想提供100 dB的截止頻帶衰減，那麼在設計濾波器時，就必須讓它有能力移除sinc濾波器只能衰減40 dB的頻率成份。設計anti-aliasing濾波器時，必須記得高頻訊號振幅並不會達到最大值，若預期的alias訊號最大只有-20dB，sinc濾波器又如圖四所示，那麼anti-aliasing濾波器只需提供40 dB衰減，即可讓總衰減值達到100dB；這是因為sinc濾波器提供40dB衰減，又假設訊號最大只有-20dB，所以anti-aliasing濾波器只需再提供40dB衰減。但即便如此，若想讓導通頻帶（passband）涵蓋資料速率附近的頻率，它仍然會是個困難的設計要求。
漂移
對於非常低的頻率，存在著多個雜訊來源，其中之一是1/f雜訊，輸入截波可以有效的移除大部份這類雜訊，但還有數個其它因素會把低頻漂移引入高效能系統。把零件焊接至電路板時必須非常小心，避免造成機械應力；此外還有熱梯度（thermal gradient）、熱耦合接面（thermocouple junction）和封裝方向（package orientation）等因素都會對訊號品質造成影響，並以元件特性漂移的型式呈現出來。可以利用Allen Variance之類的技術來觀察這些效應，並且分析把它們從系統移除是否成功。（原文英文版曾刊登於美國analogZONE網站）（作者任職於德州儀器）
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