为了比较不同的操作模式,在各模式的评估模组(EVM)上都有一个电压模式(VM)装置IC-VM,一个电流模式(CM)装置- 此装置有两种配置,分别为IC- CM和IC-CM2,以及位于EVM上的磁滞模式装置IC-HM。表1总结概述了四种EVM的规格。
表1 :IC装置对比表 |
模式 |
电压模式 |
电流模式 |
磁滞模式 |
名称 |
IC-VM |
IC-CM |
IC-CM21 |
IC-HM |
控制模式细节 |
前馈式输入电压VM |
峰值电流控制 |
D-CAP2?控制 |
校正 |
类型III |
类型II |
内部涟波注入 |
输入电压范围 |
4.5V至16V |
4.5V至17V |
4.5V至18V |
最大输出电流 |
6A |
6A |
6A |
高压侧FET |
26mΩ(整合) |
26mΩ(整合) |
36mΩ(整合) |
低压侧FET |
13mΩ(整合) |
19mΩ(整合) |
28mΩ(整合) |
电瓶 |
600kHz |
633kHz |
1.2MHz |
688kHz |
电感 |
1μH |
3.3μH |
3.3μH |
1.5μH |
输出电容 |
22μF x 5
(陶瓷) |
100μF x 2
(陶瓷) |
220μF (钽) |
22μF x 2
(陶瓷) |
L*COUT共振频率 |
15.2 kHz |
6.20 kHz |
5.91 kHz |
19.6kHz |
输入电容 |
为消除输入阻抗对测量资料的影响,旁路电容的宽频范围将与各板边连接。 |
为了进一步比较,德州仪器准备了开关频率更快的第2个配置,IC-CM2.
大讯号负载瞬态振铃
我们检视的第一个重点为大讯号负载瞬态振铃效能。在此检视当中,大讯号的使用是为了与小讯号相比。一个小讯号瞬态,顾名思义使用小讯号微扰,并与诸多像是波德图(Bode plots)和输出阻抗的AC效能测量相容。一个大讯号瞬态可提供大讯号微扰,在此情况下,电路/系统的偏置点也会大幅度地改变。当偏置点出现移位时,便不在AC的测量范围之内了。
实际上,几乎所有在降压转换器产品规格表上的负载瞬态曲线都是大讯号瞬态。毫无疑问的,大讯号瞬态是测量稳压器下冲电压和过冲电压效能的主要方法。
表1是为了大讯号负载瞬态与各个综合波型图比较的分析所撷取的波形图范例瞬态:
‧ 输入电压:5V和12V
‧ 负载瞬态振幅:500 mA至5A,50mA至500mA
‧ 输出电容:表1中预设值+1000μF
表1中能够看出输出电流上升时下冲讯号的出现(用红色圈出)以及输出电流下降时过冲讯号的出现(用绿色圈出)。
这些测量值使用了约30 ns/A的快速瞬态。因此,输出电流的波形图在其下降边缘出现了一条显著的峰值(用蓝色圈出)见图1。
初步对比结果
表2a-c比较了500mA至5A的瞬态,以及其返回到500mA后,在5V和12V输入电压设定下的IC-VM、IC-CM和IC-HM。图2b和2c是图2a中波形图的放大版。
图2a : 输出电压的截图:不同控制模式下的大讯号负载瞬态 |
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下冲讯号
表2b中的下冲讯号行为展现了控制电路能够以多快的速度振铃输出电流的变化。在第一个下冲讯号峰值的底部,稳压器驱动感应电流,使之超过负载电流,超出的电流在同时传输负载电流时,开始回供至输出电容器。在图2b中看来,相较于IC-VM和IC-CM,IC-HM以最快的反振铃速度到达下冲讯号的底部。
当出现下冲讯号时,输出电容会出现明显的振幅混合功能,此时输出电流(COUT)越大,电压下降幅度则越小。在表1中,IC-HM的输出电容不到IC-VM的一半,也不到IC-CM的四分之一。但是,IC-HM的电压下降值却与IC-VM和IC-CM相近。原因在于磁滞模式转换器能够与极小的电路延迟振铃各种负载变化。有了磁滞模式转换器,其对电感电流上升的振铃速度几乎达到了物理极限。VM和CM转换器透过两个步骤运作,首先,改变控制讯号,这是误差讯号放大器的输出;第二个步骤则是控制讯号改变输出脉冲的负载和密度。一般来说,这种脉冲负载和密度的改变比起磁滞模式转换器的振铃速度要慢上许多。
与图2(c)类似,IC-VM对输入电压和输出电流均无振铃。 IC-CM和IC-HM则出现一些振铃,在图2(b)中,显示了5A输出电流时的相位边缘。
过冲讯号
关于过冲行为(见图2c),波形图的第一个峰值由电感器及各电板上的输出电容器决定,而非转换器IC决定。当输出电流突然下降至低值时,储存在电感器中的能量没有其他输出路径,只能用于输出电容器的充电。在表1中,IC-HM的输出电容最小,因此,IC-HM的过冲讯号也最强。另一方面,IC-VM的电感最小,因此其显示的下冲讯号最弱。
过冲讯号行为在第一个峰值之后会回归到目标输出电压,这反映了各装置装的相位边缘。 IC-VM显示无振铃(无第二个峰值),但是IC-CM和IC-HM则确实显示部分振铃的峰值振铃。这说明IC-VM拥有比IC-CM或IC-HM更好的相位边缘。图2(c)所示的是500mA输出电流下的相位边缘。
电压、电流和磁滞模式的洞察
电压模式的洞察
在图2(b)中,由于电压的前馈结构,IC-VM波形几乎无差异。一个简易的模拟模型(结果未于此显示)证实,不管输入电压或输出电流的差别,该VM装置的配置完全保持和控制讯号VC(其误差放大器的输出)相同的振铃,同一VC振铃带来相同的输出电压振铃。
当多电源轨重复使用同一种设计时,VM装置是一个很好的选择。即使类型III补偿设计会花费一定的时间,但是一旦完成首款设计后,它可以在拥有类似的振铃行为下,在范围更宽的输入电压上运行振铃。
电流模式的洞察
从图2(b)观察到的一个有趣现象是,输出电压达到目标值之前,5-V输入的IC-CM波形,在下冲讯号条件下出现振铃。此振铃由其内部电流环路造成。由于像IC-VM或IC-HM这样的单环路控制,当输出电压返至其目标值时,通常会发生振铃。
内部电流环路的振铃就是这样发生的。当下冲讯号启动时,VC要求迅速增加电感电流。由于IC-CM为峰值电流模式装置,该装置在电感电流达到一个新的VC目标之前一直会保持接通。因为电感电流转换率是输入电压的函数(如等式1所示),显然,与12V输入电压曲线相比,5V输入电压曲线需要更多的时间来达到新的VC。
由于需要更长的时间来达到目标VC,当输出电压下降越多,误差放大器会进一步驱动VC的上升。这会导致在下冲讯号活动中达到VC之前产生过多的电感电流;这种高VC的情况会导致振铃的发生。
即使5V出现振铃,而12V出现平稳的下冲讯号,误差放大器端的补偿电路是相同的。用一个简易且理想的模拟模型(结果未显示)说明,5V下冲讯号曲线和12V曲线遵循相同的目标路径。
磁滞模式的洞察
图2(b)所示, 5V输入的IC-HM波形出现振铃。与IC-CM的情况不同,触发该IC-HM振铃的原因在于输出电压折返至目标值。
5V输入条件下的剧烈振铃类似于公式1所示的IC-CM的情况:即更小的输入电压限制电感电流的变化。因为电感电流的缓慢增加,输出电容放电量比12V输入条件下的放电量更多。输出电压比较器以最大频率持续驱动输出脉冲,直到输出电压又返至目标值。当输出电压达到目标时,电感电流实际上已经过高了(与12V输入情况相比),且输出电容器充入了过多的高电感电流。
输出电容和电流差
输出电容差
在理想情况下,在完成环路补偿设计后不得改变输出电容值,原因在于,环路稳定性设计是输出电容值的直接函数。在实际应用中,输出电容通常会增加。例如,最终的功率调节器模组与数位处理器模组相结合,便获得大量的旁路电容器。因此,1000 μF输出电容的情况形同增加输出电容器的情形。
图3显示出在每个电路板装有1000 μF输出电容器的情况下,在5V和12V输入时,大讯号负载瞬态从500 mA到5 A,再到500 mA的比较情况。
为避免重复相同的指令,图3仅显示了每块电路板上的下冲讯号活动。
图3 : 不同输出电容器情况下的大讯号负载瞬态COUT |
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使用1000 μF输出电容时,所有控制模式均显示较低的反应,原因在于LC滤波器的截止频率较低。请注意,图3中的X轴和Y轴的刻度与图2不同,图3表示更大的电容抑制下冲讯号量(如预期)。
图3显示,与IC-VM和IC-CM改善相比,IC-HM下冲讯号量(幅度)的改善更加显著。
请注意,1000 μF电容器被焊接安装在IC-CM和IC-HM上,由于EVM存在空间的限制,1000 μF电容器则通过导线连接在IC-VM上。因为导线的存在,IC-VM在下冲讯号刚开始时,波形就出现了失灵。这些故障是由导线电感所引起的。
输出电流差
图4比较了两种不同的大讯号负载瞬态。
1. 500 mA 到 5 A,再回到 500 mA。
2. 在5V输入条件下,从50 mA 到 500 mA,再回到50 mA,仅显示了下冲讯号活动。
图4 : 在不同输出电流瞬态情况下的大讯号负载瞬态 |
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请注意,部分波形表示4μs分位时间刻度内2.5周期回圈的切换波纹,这并非振铃。
图4中,在50到500mA瞬态电流及500mA到5A的瞬态电流条件下,IC-VM稳定性良好,IC-CM和IC-HM也在高瞬态电流和低瞬态电流条件下出现振铃。由于输出电流等级不会改变瞬态振铃,因此,这些结果是预料之中的。
负载瞬态时的负载(脉冲密度)变化
图5(a-b)表示已在前面的小节完成审核的相同大讯号负载瞬态,同时标识有开关节点脉冲及其平均值。滚动平均方程计算开关节点脉冲密度的负载讯号。图5(a)使用预设输出电容设定,图5(b)有1μF电容。注意到图5(a-b)有不同的时间和电压刻度。
比较图5(a-b),可确定:
‧ IC-VM和IC-CM与脉冲宽度调制(PWM)控制协同操作。 IC-HM正在改变其常开(ON)脉冲的频率。
‧ IC-HM较IC-VM更快地改变其频率,也较IC-CM更快改变其负载。这就是IC-HM为什么能够显示更快的瞬态反应的原因。
‧ 藉由更大的输出电容器,负载或脉冲密度的变化会比较小;因此,所有这三种控制模式的瞬态反应会变慢。 1000 μFIC-VM的负载变化小得几乎看不见。
‧ 因为最小关闭(OFF)的时间设置,IC-HM的脉冲密度有限值,其最小关闭(OFF)时间防止电感器出现饱和状态。但在这三种控制模式中,IC-HM仍然是反应最快的。
图5 : 5(a)具有脉冲密度波形的大讯号负载瞬态:预设输出电容。 5(b)带有脉冲密度波形的大讯号负载瞬态:1μF输出电容。 |
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更快地调整IC-CM/用更低的下冲讯号调整IC-CM
这些大讯号负载瞬态对比显示,IC-HM的反应速度最快,而过冲和下冲讯号也最大。
为了让评估电路板的状况更相近,还需进行两项附加实验:
‧ 为了使IC-CM有更快且如同IC-HM的回应水准而修改IC-CM。此为IC-CM2。为了IC-CM2,我重新设计了IC-CM2的环路补偿,并增加其开关频率(表1)。
‧ 修改IC-HM后,使其与IC-CM一样拥有200-μF的输出电容器。由于使用了内部波纹注入设计,除了更换输出电容器外,电路板并不会有变化。因此该电路板仍被称为IC-HM,只是具有200 μF的电容。
为了与IC-HM的速度相配,IC-CM2具有非常快速的开关频率,并带有极长且极宽的控制环路频宽。因为这种设定,陶瓷型电容器无法稳定运行。
图6(a)对比了IC-CM2和IC-HM。而图 6(b)则与IC-HM(200 μF)和IC-CM进行比较。
在图 6(a)中,IC-HM波形与图2(b)相比并没有变化。 IC-CM2的瞬态反应较预期的IC-HM要快得多,但代价是较低的稳定性。市场上有很多CM转换器装置能够以兆赫的开关频率运行,但很难找到一种控制带很宽、同时又能保持其稳定性的转换器IC。虽然未在本文中显示,但是IC-CM2在输出电流较低时,即使使用钽电容器仍会发生稳定性降低的情况。
图6 : 6(a)修改后的CM电路板:更快的瞬态回应。 (b)修改后的CM电路板:200μF输出电容的磁滞模式电路板。 |
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对IC-CM2使用更高的开关频率,会由于增加了开关和闸极-驱动损失,而自动降低其转换效率。本文后半部将讨论转换效率的问题。在这里,和电流模式相反,磁滞模式转换的魅力在于它的脉冲频率调制(PFM)运行,只有在瞬态活动时开关才会变得更快。请注意,改变频率因为会增加杂讯,而并非总是好事。
如图6(b)所示,使用200-μF输出电容器的波形代替了图2(b)的IC-HM波形。与IC-VM或IC-CM相比,带200-μF电容器的IC-HM波形拥有优异的瞬态效能,更小的下冲幅度和更短的下冲周期。
线路瞬态反应
在检查线路瞬态反应的效能波形时,线路瞬态的比较使用了以下的波形组合:
‧ 输出电流:5 A, 1.5 A, 500 mA, 50 mA
‧ 线路瞬态幅度:5 V-6 V和12 V-13 V
‧ 输出电容器:如表3预设的设定脉冲1000 μF
为了在输出电压条件下得到明显的回应,我把线路瞬态幅度设定为1V步进,这意味着这是一组大讯号测量值。和前一节中的大讯号负载瞬态分析不同,这个线路瞬态分析中所能得到的观察寥寥无几。
图7显示了1.5A输出电流下的5-6V瞬态波形,可以清楚地看到控制模式的差异。对于该分析,线路瞬态速度大约为1V/μs。由于是高速功率放大器所产生的瞬态,因此放大器可驱动的电容负载受到限制。鉴于此一限制,每个板的输入电容器被降低至0.1 μF;因此图7的输入电压波形中出现了严重的峰值杂讯。
图7证实:
‧ IC-HM由于无负载(密度)控制,与大讯号负载瞬态部分中相同,因此拥有最佳线路瞬态的反应。
‧ IC-CM拥有第二好的线路瞬态反应效能,但与最后一位的IC-VM并无显著差异。 IC-VM和IC-CM均表现出10-mV的线路瞬态过冲和下冲的范围规模。
‧ 此处并未显示所有波形,但IC-HM在参与分析的所有组合中表现出绝佳的线路瞬态效能。
功率转换效率
让我们简要地回顾一下功率转换效率。因为它并非同类别比较,因此,针对效率曲线进行绝对值的比较并没有意义。在这里,我们透过观察IC-CM和IC-CM2之间的差异来看增加开关频率的影响。
图8比较了IC-CM和IC-CM2;这两个电路板分别具有633kHz和1.2MHz的开关频率。 IC-CM2清楚地显示了不断增加的闸极驱动损耗的影响。即便IC-CM2可以达到非常快速的瞬态反应,这也是以效率和稳定性(的减小)作为代价的(如前文所述)。
总结各种控制模式的瞬态反应效能:
电压模式控制:
‧ 大范围参数变化的反应均一致
‧ 与CM或HM相比,反应相对慢
‧ 与CM或HM相比,振铃次数较少
电流模式控制:
‧ 反应速度介于VM和HM之间
‧ 由电流环路引起的振铃
磁滞模式控制:
‧ 反应速度比VM或CM更快
‧ 在任何瞬态活动下开关频率都会改变
‧ 与VM或CM相比,在相同的输出电容条件下,振铃最小
‧ 使用厂商推荐的输出电容值时,振铃严重,且较对VM和CM的推荐值小
(本文作者Masashi Nogawa为德州仪器资深系统工程师)
参考文献
[1] Brian Cheng、Eric Lee、Brian Lynch和Robert Taylor。 《选择合适的固定频率降压稳压器控制策略》(Choosing the Right Fixed Frequency Buck Regulator Control Strategy),2014年TI电源设计研讨会(SLUP317)。
[2] Brian Cheng、Eric Lee、Brian Lynch和Robert Taylor。 《选择合适的变频降压稳压器控制策略》(Choosing the Right Variable Frequency Buck Regulator Control Strategy),2014年TI电源设计研讨会(SLUP319)。
[3] SW Lee,《采用适合DC/DC转换器的运算放大器和跨导运算放大器揭秘类型II和类型III校正器》(Demystifying Type II and Type III Compensators Using Op-Amp and OTA for DC/DC Converters ),TI应用报告(SLVA662),2014年7月。
[4] Everett Rogers,《了解关于开关模式电源中的降压功率级》(Understanding Buck Power Stage in Switchmode Power Supplies),TI应用报告(SLVA057),1999年3月。
【关于作者】
Masashi Nogawa 是TI电源管理团队的资深系统工程师,负责SWIFT产品线。他拥有东京电气通讯大学电气工程专业的学士和硕士学位,并持有六项美国专利。