本文叙述如何测量高压或负供电轨上的电流,以及如何为IMON感测方法设定配置暂存器。继之前文章系列第一部分介绍电流感测的基本概念,包括各种方法和电路拓扑;本文阐述测量电流的精度考虑因素,并提供使用LTpowerPlay进行元件编程的相关说明。
LTC297x 元件对施加於VSENSE和ISENSE接脚的电压存在限制。电压最高不得超过6 V。接下来,我们主要讨论LTC297x系列中的大部分产品,LTC2971除外,其电压限值为±60 V。对於电压大於6 V或者为负电压的供电轨,必须设计一种间接感测电感或感测电阻两端电压的方法。
电阻分压器
如果电源电压高於ISENSE接脚的最大额定电压,人们可能会倾向於使用两个分压器。如此考虑似??很合理,直到需要计算分频「讯号」的误差。在感测元件的每一边安装一个分压器。取得每个分压器的「输出」,然後传输至LTC297x感测接脚。
如果上下电阻比相互匹配,就可实现准确分频HV讯号的目标。电轨电压经过充分的分压,使LTC297x输入电压保持在其限值内,经过分压的输出电压则提供比例电压,可由LTC297x进行测量。但是电阻容差要求使此种方法并不可行。此外,对电压进行分压的次数越多误差就越大。例如,如果只有其中一个电阻产生仅为0.1%的误差,会得出一个固定的偏置误差。增益误差所占的比例极小,主要是偏置误差。
举例来说,如果需要测量12 V电源的输出电流。该电源可以提供2 A,并且输出路径中配置了一个10 mΩ分流电阻(RSNS)。在满负载下,这个分流电阻会产生一个20 mV讯号。因此,可以选择3次分流电路,且顶部和底部分别选择2 kΩ和1 kΩ电阻。这使得ISENSE接脚的共模电压为4 V。使用相对较低的值是为了保持较低的源阻抗,正如LTC297x元件一样,以减少由分压器的Thevenin等效电阻引起的漏电流误差。
图1 : 用於进行电流感测的电阻分压器会产生很大的误差。 |
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假设在空载条件下,并且所有电阻都是理想的。每个分压器中点为4.00 V,delta V为零。因此,LTC297x的READ_IOUT值为0.000 A。但是,如果其中一个2 kΩ元件的电阻高达0.1%(2002 Ω),delta V则为2.665 mV。但是注意,正如ISENSE感测到的,满量程值为20 mV/3或6.667 mV。2.665 mV读数转化为0.4 A输出电流。这是预期的满量程读数的40%!
如前所述,引入的误差是偏置误差,不是增益误差。但不管是哪一种都是很大的误差,此种方法对电阻容差过於敏感,所以必须寻找另一种解决方案。
高侧感测放大器
因为 LTC2972/LTC2974/LTC2975 对ISENSE接脚的电压限值为6 V,所以使用高侧电流感测放大器(CSA)进行位准转换来解决这个问题。 LT6100/LTC6101 常用於固定/用户可选的增益。与使用分压电阻相比,其精度更高。
相关方程式和条件如下:
VOUT 的 CSA = ILOAD × RSNS × (R2 / R1)
设定 IOUT_CAL_GAIN = RSNS × (R2 / R1)
保持 VISENSEP <±170 mV
LTC2971用於在高压轨上进行电流感测
对於高压轨,使用LTC2971(2通道DPSM)直接感测电流和高达60 V的电压。LTC2971具有四种不同的订购选项。LTC2971-1支援在一个通道上进行60 V成测,在另一个通道上进行-60 V成测。LTC2971-2支援两个通道均为-60 V,LTC2971-3选项支援60 V和1.8 V。LTC2971的两个通道均支援60 V感测。如果直接连接到IOUT_SNS接脚,可避免使用外部CSA。使用该CSA会导致增加成本、占用更多板面空间,并带来误差。LTC2971电流测量精度为READ_IOUT读数的0.6%。
表1:LTC2971订购选项
选项
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CH0
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CH1
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LTC2971
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0 V 至 60 V
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0 V 至 60 V
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LTC2971-1
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0 V 至 60 V
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0 V 至 –60 V
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LTC2971-2
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0 V 至 –60 V
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0 V 至 –60 V
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LTC2971-3
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0 V 至 60 V
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0 V 至 1.8 V
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低侧电流感测
在有些用例中,可以选择低侧电流感测。将感测电阻放在负载低侧,并将ISENSE接脚连接到电阻。这样,ISENSE接脚的共模电压可以接近GND。如果电源电压大於6 V,那麽其可能也适合应用。这个解决方案可用於测量几??所有电源轨上的电流,包括高压轨。
选择RSENSE值时需兼顾两个方面,要获取足够大的讯号,以实现卓越的精度,阻抗还要足够低,不会造成大幅IR压降,导致输出电压和负载一样下降,即负载调整不良。
图3显示VSENSE的回??电阻和四线式电阻测量法连接。四线式电阻测量法是一个术语,用来描述与感测元件之间的连接,不包括压降。
在为感测电阻建立电流返回路径时,应非常小心。许多高密度板设计为具有多层接地浇筑层(ground pour),使得返回的电流可以流经多条路径。使用分流电阻之後,可以迫使返回的电流流经此元件,从而使得四线式电阻测量法连接跨过该元件,重新连接至PSM元件的ISENSE接脚。
图3 : 低侧感测解决了高压电流感测问题,但存在弊端。 |
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负电轨上的电流感测
可以使用几种不同的方法来监测负电源的输出电流。较简单的解决方案是使用低侧CSA,例如LTC6105。图4显示跨过分流电阻连接的输入,CSA由PSM的VDD33和负电轨的低侧供电。输出是单端讯号,可以连接到PSM的ISENSE或VSENSE接脚。
如果CSA连接到ISENSE接脚,则将IOUT_CAL_GAIN设定为RSNS × GAINCSA。例如,如果分流电阻为10 m?,CSA增益为10,则将IOUT_CAL_GAIN设定为100。IOUT_CAL_GAIN单位为mΩ。
图4 : 使用CSA (LTC6105)感测电流。 |
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使用LTC2971-1或LTC2971-2监测负电源的输出电流是一种非常简单的解决方案。其皆为双通道元件,LTC2971-2的两个通道可以感测60 V电压轨上的电流。LTC2971-1只能感测通道1的负电轨上的电流。
注意:LTC2971的READ_VOUT值采用L16格式,是无符号数值。在GUI中显示的负电轨电压值是反相的。
图6 : LTC2971-1通道1和LTC2971-2两个通道的LTpowerPlay设定选项卡。 |
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IMON示例
电流驱动IMON接脚允许用户选择电阻值,用於设定电流感测增益和最大电压。PSM元件测量ISENSEP和ISENSEM接脚之间的电压差,感测增益需要使用MFR_IOUT_CAL_GAIN来设定,这与分流感测类似。
我们以 LT3081 LDO稳压器的IMON接脚为例来说明。LT3081 IMON电流=负载电流/5000。假设使用一个2 kΩ电阻。负载电流放大器的IMON接脚电压为:
VIMON = (ILOAD / 5000) × 2000 Ω = 0.4 V/A
如果负载电流为2 A,则IMON电压为0.8 V。根据此公式,可以看出只需增大IMON电阻值,即可提高IMON电压对负载电流的灵敏度。这个做法使最大电压(满负载)可能远大於1 V。PSM元件的ISENSE接脚需要适应此种大幅偏移。
对於LTC2974/LTC2975,这会影响差分电压(限制为±170 mV)。幸运的是,LTC2971和LTC2972具有一个配置位元,当imon_sense置位时,让电流感测电路进入一种模式,该模式允许感测单侧电压高达6 V。
图8 : MFR_CONFIG imon_sense位。 |
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必须根据选择的硬体来设定配置命令。在本示例中,IOUT_CAL_GAIN应设定为400 (0.4 V/A)。单位为mΩ。如果没有可能会影响READ_IOUT值的温度系数或热时间常数,则其他与电流相关的命令可能具有预设值。MFR_IOUT_CAL_GAIN_TC、MFR_IOUT_CAL_GAIN_TAU_INV和MFR_IOUT_CAL_GAIN_THETA的预设值设定为零。
LT7101降压稳压器的IMON接脚就是一个具有电压驱动输出的接脚示例。输出还具有失调电压。也就是说,在空载条件下,IMON接脚保持0.4 V。开始时,这似??是有问题的,因为差分电压限值为±170 mV。但是,LTC2972/LTC2971 PSM元件可以感测此种类型的IMON接脚,并允许ISENSE接脚上具有更大的差模讯号。这里为大家展示一个具体示例。
透过将LTC297x ISENSEM接脚接地,并将ISENSEP接脚连接至IMON接脚,可以将LTC2971/LTC2972连接至LT7101。命令值可以透过下式计算:
从READ_IOUT公式开始,重写求解IOUT_CAL_GAIN的方程式。
假设 TCORRECTION = 1。
LT7101产品提供1 A和0.25 A负载电流的IMON电压位准,分别为1.21 V和0.603 V。
IOUT_CAL_OFFSET为负值,因为需要减去READ_IOUT值。您可能会发现,需要更改计算得出的暂存器值,以便能更好测得的负载电流与READ_IOUT读数关联起来。这需要增加校准步骤。驱动已知的负载电流,然後比较READ_IOUT值和预期值,将调整後的值写入IOUT_CAL_GAIN AND/OR或IOUT_CAL_OFFSET。一般来说,许多稳压器的IMON精度不如用於测量电流的感测电阻的精度高,但是,校准电流测量值可以大幅改善其精度。
精度
电流测量的精度取决於多个因素之和。在大多数系统中,精度在负载电流范围的中高侧非常重要。有些系统要求在轻负载条件下提供卓越的精度,这表示感测链中的讯号非常小。精度影响因素可以分为四类:感测元件、板布局、放大器和感测测量电路。
在更详细地讨论精度之前,需要先定义术语TUE。总非调整误差或TUE是每个LTC297x产品会列出的一项规格叁数。包括电流和电流测量的TUE规格。TUE是从VSENSE或ISENSE接脚到晶片的数位部分这一路径中,缓冲区和放大器中的PSM元件的内部基准电压源、增益和偏置误差共同导致的组合误差。
TUE是最差情况下的误差,以所有过程变化和温度范围内的READ_IOUT或READ_VOUT读数的百分比表示。这样就无需再计算晶片中的单项误差,例如VREF误差和ADC误差。外部元件(CSA和相关电阻、分流电阻、电感DCR、IMON电流)各自会产生误差,必须在总误差预算中加以考虑。
如前所述,置於输出路径中的电阻感测元件的精度最高。RSENSE容差一般为1%。其成本较低,容易获取。数值范围一般在0.5 m?至几十m?之间。
要确定该值,必须考虑相关的电流范围和范围两端需要达到的精度。电流流经RSENSE时,元件上会产生小电压delta V。我们需要测量该讯号,并透过欧姆定律将其转换成电流。我们可能希??获得足够大的讯号,以在轻负载条件下实现卓越的精度;但是,在大负载下IR会大幅下降,会对电源性能造成负面影响。我们假设稳压器的回??来自负载本身,感测点连接在负载上。因此,输出路径(高侧和GND返回路径)中会出现压降。RSENSE位於稳压器的反????路内。其中也包括布局中会导致IR损失的PCB铜。
下方是一个关於精度的示例。假设电源的最大电流为10 A,我们希??精度能低至100 mA。在满负载时,建议将IR压降保持在<50 mV。如果感测电阻位於反??回路中,则可以产生更大的感测电压。大讯号的缺点在於感测元件中存在功率损耗。这是在选择电阻值时需做出的基本取舍。RSENSE值是基於满负载电流状态下感测到的电压计算得出,在本例中,为50 mV/10 A或5 m?。假设我们选择容差为1%的5 m?感测电阻。
实现的精度为1%(电阻容差)+ 0.3%(产品手册中提供的TUE)或1.3%,因为LTC2972/LTC2974/LTC2975输入感测电压>20 mV,该值可以转换为大於4 A的负载电流。感测位准<20 mV时,给出的TUE为±60 μV。负载电流为100 mA时,产生的讯号为0.1 A × 0.005 ?或500 μV。在±12% (60 μV/500 μV)的轻负载条件下,误差大得许多,这主要取决於TUE,而电阻容差对精度的影响不大。按绝对值计算,其误差仅为±12 mA。TUE会导致内部基准电压源误差和ADC误差。选择容差更严格的感测电阻,得到的精度也会更高。
表2:ISENSE精度计算示例
负载电流
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感测电压
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LTC2972/LTC2974/LTC2975 TUE
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电阻容差
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READ_IOUT 精度
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READ_IOUT 精度
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100 mA
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500 µV
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60 µV
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1.0%
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±13%
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±13 mA
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100 mA
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500 µV
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60 µV
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0.1%
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±12.1%
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±12 mA
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10 A
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50 mV
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0.3%
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1.0%
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±1.3%
|
±130 mA
|
10 A
|
50 mV
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0.3%
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0.1%
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±0.4%
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±40 mA
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上述内容针对LTC297x系列中的大多数产品,适合<6 V的电源轨,其中,LTC2972/LTC2974/LTC2975 ISENSE接脚可以直接跨接在感测元件上,从而无需使用外部CSA。如果电源轨>6 V,则PSM管理器系列中的大多数产品都需使用CSA。LTC2971除外,其可以直接连接高达±60 V的ISENSE接脚。LTC2971的TUE为0.6%,是LTC2972/LTC2974/LTC2975的两倍;但是,IOUT_SNS接脚可直接连接至电源电压高达±60 V的感测电阻。
使用 LTC2977/LTC2979/LTC2980/LTM2987 来测量>6 V的电源电压上的输出电流时,可以使用CSA单端输出来驱动VSENSE接脚。使用任何通道时adc_hires位应保持其默认设置值0。从READ_VOUT暂存器读取输出电流测量值,且必须将该值从电压转换为电流。需要注意的是,VSENSE接脚具有更大的动态范围,大於LTC2974/LTC2975的ISENSE接脚的170 mV限值范围。
由於VSENSEP接脚可以驱动至6 V,所以,可以将CSA增益设定得更高,以产生更大的感测电压。此外,CSA的输入失调电压VOS也需要考虑。VOS与增益的乘积决定CSA的输出误差。如果VOS为85 μV (LTC6101),增益设定为100,输出误差可能达到8.5 mV。VSENSE 接脚<1 V时的TUE为2.5 mV,>1 V时则为0.25%。CSA增益应设置为低值,以尽可能降低输出误差,但需要足够大,以利用VSENSE接脚的大讯号范围。对於给定的增益设定,CSA导致的误差是固定的mV误差。转换後的输出电流值的误差显示在最後一列。RSENSE为5 mΩ。
表3:adc_hires = 0时,使用外部CSA计算得出的LTC2977/LTC2979/LTC2980/LTM2987的精度
负载
电流
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感测
电压
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CSA
增益
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V<sub>SENSE</sub>
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LTC297x TUE
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CSA
误差
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READ_VOUT 误差
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转换後的
输出电流
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100 mA
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500 µV
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20
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10 mV
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25%
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17%
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±42%
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±42 mA
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100 mA
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500 µV
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100
|
50 mV
|
5%
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17%
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±22%
|
±22 mA
|
10 A
|
50 mV
|
20
|
1 V
|
0.25%
|
0.17%
|
±0.42%
|
±42 mA
|
10 A
|
50 mV
|
100
|
5 V
|
0.25%
|
0.17%
|
±0.42%
|
±42 mA
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这说明外部CSA可以为高感测电压提供相当不错的精度,但是在低感测位准条件下,会导致更多误差。
透过产生适当的感测电压或讯号,可以实现准确的电流测量。来自感测元件的delta V需要够大才能克服晶片和其他来源(例如布局)导致的杂讯和误差。请先确定轻负载精度的重要性,然後预估讯号杂讯(SNR)。透过将产生可接受精度的最低感测电压除以待感测范围中最低的电流值,可以计算出最隹值。
实现高精度较好的方式是创建够大的讯号,并尽可能降低元件/布局误差。也就是说,使用较大的RSENSE值和容差较小的电阻。您也可以考虑校准电流回读值。采用已知的负载电流,观察READ_IOUT值。调节IOUT_CAL_GAIN值,尽量降低回读值的误差。使用STORE_USER_ALL命令,将更改过的值储存到晶片的EEPROM中。
感流电阻感测精度
感流电阻方法的优势在於其比电感DCR方法更准确,因为分流电阻值的精度一般能达到1%或更高。相较於电感DCR,其温度系数相当低。但是,即使购买容差很小的电阻,也可能因为布局和焊接问题而失去效用。
分流电阻方法的劣势在於会因IR压降产生损耗。这会导致发热,并且在输出路径中会出现压降。如前所述,将感测电阻置於回????路内可以大幅减少IR压降,使稳压器??路将压降减少到可忽略不计的水准。
因为LTC297x差分输入电流会导致差分误差电压,所以Rcm电阻的值必须相同。不匹配的Rcm电阻会因为滤波器元件容差而产生误差。通常,这些电阻值应小於1 kΩ。
布局
无论您是计画使用分立感测电阻,还是使用电感DCR来测量电流,在高负载条件下,布局都很重要。这很可能导致在焊接连接中出现IR压降,感测连接也会受到影响。最好避免与感测点之间会出现IR压降的焊盘进行感测连接。如果比较图11中显示的布局,会发现连接至焊盘内部的连接示例中只有少量或没有IR压降,这是因为焊盘的这些区域中不会发生或很少发生电流流动。标记为「一般」的布局会因为感测点(焊盘侧面)所在的位置(位於在电流路径中)出现IR压降。
市面上提供4埠感测电阻。两个埠用於连接主电流电路,另两个埠用於进行四线式电阻测量法连接。对於要求在大於20 A的电流下具有卓越精度的应用,可以采用4埠合金感测电阻,其值可以低至100 μΩ。有些制造商指定高值电阻的容差比低值电阻更小,所以此时需要做出基本的权衡取舍要求精度达到0.1%时使用1 mΩ,或达到0.5%时使用400 μΩ。
使用LTC2977/LTC2979/LTC2980/LTM2987测量输出电流
LTC2977/LTC2979/LTC2980/LTM2987元件测量电流的能力有限。其可以配置为测量奇数通道上的电流:通道1、3、5和7。要进行电流测量配置,必须将通道设定为高解析度模式(MFR_CONFIG_LTC2977,位元9)。如此VSENSEM接脚可连接至高达6 V的共模电压。VSENSEP和VSENSEM接脚可跨接在电感(DCR)或电阻感测(RSNS)元件上。
偶数位通道不支援此功能,VSENSEM接脚(通道0、2、4和6)必须保持在GND的±100 mV范围内。
在此种模式下,此通道提供的唯一功能就是遥测回读电流。设定adc_hires位元会禁用VOUT_EN接脚,并禁用所有故障响应。本质上,对於LTC2977,它会强制通道进入「关闭」状态,并且其仅回读感测元件两端的电压(mV)。
LTC2977/LTC2979/LTC2980/LTM2987元件未配备READ_IOUT暂存器,或使用暂存器来储存DCR或RSNS值。而是使用READ_VOUT命令来获取原始差分电压读数。系统主机需要根据该读数除以感测电阻值计算出电流。
请注意,这些值是以L11格式提供的,而不是L16格式。单位为mV。如果使用系统主机或FPGA/CPU读取电流,则必须进行数学运算,将mV值转换为mA或安培值。应用笔记 AN135 中包含将L11十六进位转换为浮点值的示例代码。
LTpowerPlay具有一个可以很方便的将此mV读数转换为电流回读值(mA)的功能。这是一个比例系数,可用於在READ_VOUT暂存器中产生调节值。可以透过按一下配置视窗中的设定选项卡来浏览此选项。
输入VOUT显示比例框中的值应等於1/RSNS。如果使用外部CSA,需要将比例系数设定为1/(GAINCSA/RSNS)。其中有一个显示单位栏位,透过将V更换为A,可以将伏特改为安培。如此就可以显示经过计算的电流读数,该电流与基於电路中的感测电阻得到的实际电流一致。例如,如果RSNS为10 mΩ (0.01 Ω),则VOUT显示比例为100。READ_VOUT暂存器现在会报告一个mA值,反映晶片测量的每mV的100 mA。在本例中,对RSNS为10 mΩ的电源轨施加592 mA负载,则晶片的测量值为5.92 mV。注意:设定下的比例/偏置值不会保存至元件的NVM,但会保存至.proj文件。
因为差分电压(VSENSEPn - VSENSEMn)限制为±170 mV,所以选择感测元件时必须注意,确保IR压降不超过此限值。这些接脚的共模电压可高达6 V。例如,如果预期电流在3 A范围内,则50 mΩ感测电阻会为ADC提供150 mV电压,且允许超出3.4 A。因为有大讯号,这有助於提高精度,但在输出路径中,150 mV也是很大的IR压降。因此需要在电流测量精度和输出中的IR压降之间做出取舍。应始终关闭负载上的回????路,以便稳压器/伺服器调节至合适的输出电压。
例如,将其中一个奇数位通道分配用於测量输出电流。通道7测量通道6的IOUT,这是一个3.0 V电源。
当奇数位元通道配置为ADC高解析度模式时,不能使用VOUT_EN接脚,且禁用监控功能;因此,无法快速检测过电流状况。但是,如果使用CSA,并将单端讯号输出至VSENSEP接脚,就可以监控任何通道(在ADC低解析度模式下)的电流。可以将一个电压通道专用於监控CSA的输出。传输延迟由透过CSA的延迟、PSM元件导致的延迟,以及任何被动元件(即RC)可能导致的延迟的总和决定。PSM延迟取决於配置,无论故障回应是设定为即刻关闭还是抗尖峰关闭,以及延迟计数设置。
图15 : READ_VOUT遥测显示比例值和单位(mA)。 |
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