节流省能设计趋势
近年来,由于能源危机、空气污染急速加剧,环保概念抬头,各先进国家针对能源的政策,无不积极开发新的替代能源,并严格控制能源的转换效率以及待机的省电规格,希望同时能从开源以及节流两方面,加强能源的使用效率。
现行的法规中,针对不同的应用领域而有不同的规格:
CEC规范
以外接式电源供应器 (Adaptor) 以及充电器(Charger)来说,加州能源规范CEC(California Energy Commission)规范了在115VAC以及230VAC的输入时,25%,50%,75%,100%负载状况下的效率平均值,必须满足一定的规范,并要求所有的产品在2008年时,空载状况下的输入电源小于0.5W。
80PLUS
针对PC的电源设计有80PLUS的规范,除在20%、50%以及满载时的效率必须满足80%的效率外,并要求主动的功因调整(Power Factor Corrector)设计,另外在0.5W输出时,输入必须小于1W。
LCD趋势渐齐一
在LCD TV的电源设计上,虽然没有正式的规范,然而各系统厂商开出电源板的规格,有着渐渐统一的趋势。除了主动的功因调整设计、满载的效率必须高于85%以外,针对待机状况下必须同时满足处于空载时,115VAC输入时小于100mW、230VAC输入时小于300mW;以及在输出0.5W时、输入要小于1W等三项要求。
从以上各项规范可归纳出几个趋势:
- ●主动的功因调整线路将成为中、大功率电源产品的基本配备,以减少电厂至客户端不必要的虚功传递损耗;
- ●除了提升满载的电源转换效率,还要求提升各个负载状况下的效率,以期待电源产品在配合系统工作时,都能提供最佳的电源转换效率;
- ●支持全区域输入电压(Universal Input)的设计,届时所有的电源产品不再因区域的差异而区分110VAC或是230VAC的使用环境;
- ●空载待机状况下的损耗将会越来越严格。
因此,整个电源产品的生态,将会有很大的改变,如低价的线性外接式电源供应器(Linear Adaptor),将因空载损耗过大以及无法全区域使用而无法被CEC所接受。以上种种限制的条件,使得如何同时增加整体以及待机时的输出效率,成为一个重要的课题。
传统小功率的高频电源设计,大多是以UC3842为控制IC,配合驰返式(Flyback)的架构来加以设计,此设计在230VAC输入状况下的空载损耗约为1.3W左右,距离上述的种种法规,有着相当大的差距。然而如此的设计,应该如何改进以提高其待机时的效能呢?欲解决此课题,应先观察分析UC3842配合驰返式架构的设计在空载时的损耗过程,再从中提出改善方案,并举例说明实际的电源系统在空载时的测试结果。
空载损耗之分析与改善方案
依UC3842控制IC,配合驰返式架构所设计的电源,其基本的线路如(图一)所示。
《图一 控制IC配合Flyback架构电源设计线路图》 |
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启动电阻(RSTART_UP)之损耗
根据UC3842的规格,VCC的设计包括了启动电流与操作电流两部分,分别由启动电阻(RSTRART_UP)以及VCC的驰返式线圈来提供。当AC电源提供给系统,UC3842尚未启动前,RSTART_UP会先对CVCC电容充电,并提供足够的IC启动电流,一旦到达IC的开机电压后,UC3842便开始启动,由驰返线圈所提供的输出电压与VCC电压同时增加,储存在CVCC内的电荷提供UC3842此时的操作电流。如果VCC的驰返线圈无法及时提供足够的电源而让VCC的电压低于UVLO电压,系统将会重新启动。以UC3842所需的启动电流(ISTART_UP)为0.3~0.5mA,此时所需的启动电阻必须要提供0.5mA以上的电流量,也就是说:
以UC3842之开机电压(VON_TH)为16V。考虑在120VDC(85VAC)时系统要启动,根据上述公式的计算,RSTART_UP必须小于208K,设计上选择200K的电阻,可确保系统在82VAC以前能顺利开机。假设正常的VCC工作电压为12V,启动电阻在230VAC输入时所造成的损耗为:
为了降低此一固定损耗,设计上可采用以下三种方式改进:
使用低启动电流之控制IC
启动电流与控制IC所使用的制程有着很大的关系。UC3842使用Bipolar制程,设计上会比较耗电,如改采CMOS制程,在启动电流以及IC操作电流上,都会有显著的下降,如此可大幅增加RSTART_UP的阻值以减少损耗。但这会出现一个问题:增加启动电阻的阻值,将延长对CVCC电容的充电时间而延迟电源输出。若降低CVCC电容的容值,可能无法有效的将驰返线圈的涟波滤除,使得控制IC遭受到噪声的干扰而产生不正常的动作,或是无法提供IC足够的操作电流而导致无法正常开机。
增加启动线路
使用一颗高压的晶体管取代RSTART_UP,并在系统启动之后,将高压晶体管关闭,以减少不必要之损耗。缺点是会增加线路的复杂度与成本。
使用内建高压启动功能之IC
由IC外部的接脚直接接到高压输入之部分,由IC内部的一个高压固定电流源直接对外部的CVCC电容充电,当外部启动的讯号确定之后,便将内部的高压电流源关闭,以省去启动电阻的损耗。然而如何将高压制程整合在IC内部,长期以来就是一个很高的技术门坎。
降低待机时的操作频率
以功率损耗的计算来说,通常必须要考虑切换损耗(Switch Loss)以及导通损耗(Conduction Loss)。所谓的切换损耗,是指开关组件在开关切换的过程中所造成的损耗;而导通损耗,则是指开关组件在导通时的压降所造成的损耗。以MOSFET做为开关组件的设计时,其导通损耗为:
在空载的情况下,由于电流较小,导通损耗非常小,通常可加以忽略。切换损耗实际上又有几种不同的损耗模式,以下列举三种切换损耗模式:
电压与电流的交越(Cross Over Loss)损耗
在开关组件切换的过程中,会因为电压与电流的交越造成损耗。一般在待机状况下,系统操作处于「不连续电流导通模式」(Discontinuous Current Mode),如(图二)所示:
当MOSFET由截止状态切换至导通状态时,并无电流的存在,此时无任何交越损耗;然而在MOSFET要从导通状态转变至截止状态时,此时的交越损耗为:
假设此时的电流为50mA,而MOSFET的VDS电压为400V,以ST的STP6NC60为例,MOSFET的电流下降时间为20nS,IC操作频率fOSC为60KHz,此时的损耗为4mW。
(图三)为MOSFET的杂散电容模型。CISS是指MOSFET输入端所见到的等效电容。由UC3842对MOSFET的闸极充放电,以达到导通与截止的控制目的。
此一损耗为:
依STP6NC60的CiSS为1020pF,fOSC为60KHz,VCC为15V时的损耗为6.8mW。
COSS是指MOSFET输出端所见到的等效电容。由于系统空载时操作在DCM的状况下,当MOSFET导通前,VDS的电压将回归至输入的电压,此时COSS储存了一些能量,当MOSFET导通时,COSS上所储存的能量将经由MOSFET而全部泄放掉。此损耗为:
依STP6NC60的COSS为145pF,fOSC为60KHz,在230VAC时的损耗为460mW。
在空载状态下,MOSFET的COSS损耗占了相当大的比例,在使用上可选择COSS比较小的MOSFET,以降低切换损耗;然而最有效方法是降低待机状况下的操作频率,常用的方法有两种:
控制IC会藉由侦测回授来判断负载的状况,当负载较低时,将降低操作频率。
如(图四)所示。控制IC在负载较低时,将连续开启数次后,接着连续关闭一段时间。
理论上,线性降频和BURST MODE在平均导通的时间和开关切换的次数大致相同,提供相同的输出能量。不过比较起来,操作BURST MODE时会有较大的输出电压涟波。上述两种方法虽然能达到节能的目的,但都要付出待机时会有较大的噪音、以及VCC的驰返线圈输出电压变化量较大的代价。
一般来说,音频处于20~20KHz频带,当电源系统待机时,操作频率将降至音频的范围内而产生杂音。采用短型的变压器设计,加上使用较佳的变压器含浸(Varnish)处理,可以有效抑制噪音。至于针对VCC变化量过大的问题,通常必须在VCC旁边加上一个稳压线路,以避免VCC超出控制IC的最大承受电压而损毁。
箝位电路的损耗
箝位电路的主要目的,在于抑制由变压器漏感所造成的突波对于MOSFET所造成的伤害。传统设计以RCD的方式来加以抑制。当MOSFET截止时,变压器上的漏感无法转换至输出,便由MOSFE的COSS加以吸收,当VDS电压超过箝位电容的电压时,箝位二极管将会导通,此时由漏感的能量将由箝位电容加以吸收,并由箝位电阻加以消耗。然而箝位电阻不光消耗漏感电流所造成的损耗,也会消耗跨在箝位电容上的能量。在空载时,漏感电流很小,造成的突波不高而加以忽略,此时箝位电容上的电压约为二次测的反射电压:
其中N为一次测与二次测之间变压器的圈比(Turn Ratio),VOUT为输出电压,VF为二次测驰返二极管的导通电压降。此时箝位电阻的损耗为:
若VOR设计为80V,箝位电阻为75K时,其损耗为85mW。提高箝位电阻,可以减少损耗,此时必须配合较低漏感的变压器设计,以确保漏感所造成的突波,不会超过MOSFET承受电压的规格。当控制IC提供了降低操作频率的功能时,亦将会延长箝位电容放电的时间,使箝位电容上的均方根电压较VOR低,亦会减少箝位电阻的损耗。另外以TVS取代箝位电阻,只限制最高的突波电压,在空载时,TVS并未加以箝位,亦无此损耗。
线性补偿(Line Compensation)线路的损耗
线性补偿线路是为补偿在高低压输入时,过电流保护点飘移的线路。通常在高压输入时,由于系统操作处于不连续电流模式,加上高压时电流上升速度较快,将因为控制IC固定的延迟侦测,而产生较大的over shoot,导致在高压输入时有较多的输出能量。其具体改善方式则是:在输入电压与CS脚位之间,增加一个线性补偿电阻,当电压升高时将提供较高的CS偏压,使高压与低压输入时的保护点相近。线性补偿线路的损耗为:
若以600K的线性补偿电阻,在230VAC输入时的损耗约为176mW。如要降低此损耗,最好改由变压器来侦测输入电压,以降低线性补偿电阻的损耗。
降低IC操作电流
以UC3842的平均操作电流约为11mA。假设此时的VCC电压为12V,此时IC的损耗为:
如果能降低此一操作电流,亦可以降低空载的损耗。
由以上之说明与计算,可以发现在空载设计时,启动电阻、COSS损耗、线性补偿电阻损耗以及IC操作电流,主导整个空载损耗状况,加总这四项的损耗为1.26W与实验结果相符合,表示以上之讨论为真。
系统其他损耗
针对外接式电源供应器设计来说,注意上述细节便可有效降低待机损耗,如果是搭配其他电源系统而设计的待机电源(Standby Power),除了待机电源本身的待机损耗,还必须减少系统的静态损耗。
以LCD TV的电源设计为例,LCD TV在输入端必须再加上一个功因调整前级稳压器(Power Factor Corrector Pre-regulator)的设计,此设计会将输入的AC电流,调变成与输入电压相同相位,并输出一个稳定的电压,以提供后级的电源转换。在待机状况(Remote Off)下,必须将此PFC关闭,以避免不必要的损耗。除此之外,在PFC的线路设计,通常包含侦测输出电压的回授电阻、以及侦测输入电压相位的前馈(Feed Forward)电阻,若假设此二电阻串的阻值皆1M,在230VAC输入,系统待机时的损耗将为:
增加此一电阻阻值可以有效减少此一损耗,然而增加阻值的同时,必须要同时考虑到PFC线路的稳定度。
另外,在输入端通常必须要加上安规认可的X电容来解决低频EMI的问题。安规也同时规范X电容的放电速度,以减少用户拔插头时遭遇触电的风险,故在X电容两端并联泄放电阻。此时的泄放电阻损耗为:
根据安规要求,在1秒钟内,必须将X电容上的电压放电到37%以下。以RC充放电的理论,放电到37%相当于一个RC常数的时间。小于1秒钟的放电时间,表示X电容的容值与泄放电阻的阻值其乘积必须小于1。当X电容为1uF,泄放电阻为1M,此时泄放电阻在230VAC时的固定损耗为52.9mW。降低X电容的容值,以增加泄放电阻的阻值,为降低这项损耗的不二法门。
实际电源系统设计范例
以小功率为主的TinySwitch为例,在节能设计上的特性包括:
- ●采用开关控制模式(on / off Control)设计,仅需1mA的操作电流。若以15V的VCC设计,IC损耗仅15mW。
- ●内建低COSS的MOSFET,以减少切换损耗。
- ●由MOSFET的D脚提供高压启动电流而无启动电阻的损耗。
- ●由于开关控制的操作模式,使得空载与待机频率达到最低。以230VAC输入状况下,其操作频率可降至1K左右,其切换损耗约在10mW以下。
- ●箝位电路采用TVS设计以降低其损耗。
依(图五)所示进行5V-4A的PC待机电源设计,在230VAC时的空载损耗将低于30mW,在0.5W输出时,输入功率仅670mW。
若以中载的设计,将采用TOPSwitch-GX来设计。TOPSwitch-GX是以电压回授模式设计的波宽调变(Pulse Width Modulator)控制器,内建高压启动的机制以避免启动电流的损耗。以132KHz的操作频率时,其轻载的最低操作频率为30KHz。此时的切换损耗是较高的,加上空载的最大回授电流约有6mA,若此时的VCC电压为15V,IC本身的损耗就将近90mW,空载的损耗就将近400mW。此时改以电流回授模式之设计,可将操作电流降低至2mA,若VCC在空载时保持在10V时,使其损耗仅为20mW。另外在轻载时,可以线性降频而使空载操作频率低于1KHz,使损耗在空载时低于90mW,如(图六)所示。
P-Si的直线偏亮度异方特性
电流回授模式之设计示意图(作者为Power Integration包尔英特台湾分公司应用工程师)