目前系统的标准电源电压通常是电路板上的最高电压，例如单一3.3V或5V，或者是3.3V或5V的双极电源，电路板的输入端可能会面临高于电源的电压值，同时当电路板的电源关闭时，输入端点上的电压可能还会继续存在，这种过电压情况所直接影响的第一个部分通常是多任务器或者是切换开关，因此这些组件就需要进行切换开关以及所连接电路的过电压保护。
模拟开关的导通控制部分包含了一个或多个MOSFET，以及连接到电源电压的寄生钳位二极管（clamping diode）以进行ESD保护，(图一)显示了模拟开关导通时的等效电路，只要V＋与V－存在，同时没有输入电压超过电源钳位二极管前向偏压（通常为0.6V）以上，二极管就处于反向偏压状态，同时不会有电流流过。
由于不适当的电源电压启动顺序可能会造成电压过高错误，因此许多切换开关要求必须先加入最高正电压，并将最低负电压安排在最后，请注意电源不存在时的输入电压或者超出电源的输入电压会造成电流流经钳位二极管，这些二极管依各家制造商所采用半导体制程技术的不同，通常在永久破坏开关组件前只能承受数mW的功率消耗。
较低的电流位准则可能会造成死锁（latchup）现象，这是切换开关误动作并由电源抽取过多电流所造成的结果，在大部分的情况下可以透过移除切换开关上的所有电压来结束死锁现象而不破坏开关，但电路板则必须要在这个动作完成后才能正常运作。
外部保护
一个保护模拟开关避免死锁现象发生的简单方法，是加入前向偏压最高为0.3V的高电流萧特基二极管，请见(图二)，如果输入电压超过电源电压，那么低萧特基电压可以确保没有电流会流经典型前向偏压值为0.6V的钳位二极管。
但是透过这个方法所达成的防死锁电路却有一个问题，不仅是使用的两个保护二极管会带来额外的成本，萧特基二极管还会让最低高于电源电压0.3V的电压通过，这个情况在电源电压不存在，也就是V＋与V－都在地电位时并不会造成问题，同时输入电压依然会维持在低于每个连接到V＋与V－组件的最大绝对额定值内。
不过这个电路却无法提供过电压的保护，例如在V＋为5V且切换开关上的错误电压为8V时，那么V＋就会被拉升到约7.7V，这对连接到V＋的大部分数字式组件来说都太高，甚至在V＋只提供切换开关电源而且由开关承受错误电压时，高电压也会通过导通的开关而损害之后连接的电路，多重输入切换开关需要在每个输入到V＋间各加入一个萧特基二极管，这将带来更高的成本并耗费更大的电路板空间。
(图三)的电路提供了当切换开关电源电压不存在时，一定不会有输入电压应用的一个良好过电压保护电路，大部份常见的硅芯片二极管前向偏压（VD）通常为0.7V，因此齐纳电压（Vz1）在选择上必须符合VD＋Vz1＜V＋，同样地在负电压与Vz2上也必须符合｜VD＋Vz2｜＜｜V－｜，齐纳与标准硅二极管的最高承受电压值在选择时必须以最大可能错误电压为考虑。
对持续而非瞬间突波的过电压错误情况，在地电位与齐纳二极管间加入一个电阻，可以限制流经二极管的电流，这样做的最大缺点是限制了切换开关的输入电压范围，由于二极管在偏压特性上有着大幅的不同，因此二极管电路的最低与最高限制也可能会有大幅的变化，当电路在设计上已经考虑了最差的情况后，二极管电流就能够在低于电源电压许多的电压上动作，因此消除了切换开关的轨对轨特性。
在输入信道上串接数kΩ的电阻，也能透过限制流经切换开关上钳位二极管的错误电流带来部分的保护功能，不过电压过高情况还是可能会破坏切换开关之后连接的电路，同时加入电阻也会大幅提高切换开关的导通电阻，任何因温度变化造成的电阻值变动也会影响到信号，流经变大导通电阻的泄漏电流也一样。
内部保护
将错误保护与模拟切换开关整合的第一个方法，是加入导通元素为包含三个以N信道/P信道/N信道方式排列串行MOSFET的特定型式多任务器，这个结构可以提供每个信号路径高达100V的保护，请见(图四)，多任务器的导通电阻会在输入电压高于电源电压时大幅增加，透过限制输入电流来保护自己以及多任务器前后的组件，限制错误电流也可以避免错误情况耦合到其他信道上。
采用串联MOSFET的方法同时也可以带来没有加上电源时的保护，另一方面，只在4.5到18V运作的旧型组件，由于体积较大，同时拥有较高的导通电阻（最小350Ω到高达3.5kΩ)，因此无法导通输入信号电压，除非是低于电源电压约2V以上。
解决在9V到36V或4.5到20V电源范围运作组件问题的第一个步骤，是开发新的切换开关结构，类似下文将描述的低电压错误保护，这个新方法透过允许轨对轨操作与更低的导通电阻带来超越串联三个FET技术的改善，在侦测到错误时内部电路会关闭切换开关，因此能够避免错误情况经过切换开关或多任务器传送到其他电路上。
由于在错误情况发生时，只有泄漏电流会流入切换开关或多任务器，因此芯片不会因功率消耗而受到破坏，和上一代采用三个FET的方式一样，采用这项新制程与结构所架构出的切换开关与多任务器，可以透过变换成高阻抗状态来消除电源移除时的错误问题，这类组件，包括切换开关与多任务器，适合需要高达40V错误保护的高电压系统，而不是常见的3V或5V系统，这里所提到的组件并非针对这个电压范围，同时它们在5V电源下的导通电阻（Rds(on)）大约会在数kΩ。
| 《图四 旧式错误保护开关的导通电阻与信号电压关系。》 |
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低电压错误保护
最新的错误保护切换开关产品已经针对单一3.3V与5V电源运作，或双电源3.3V与5V的情况进行设计优化，它们不需外部保护，同时也拥有30Ω（5V电源）或100Ω（3.3V电源）的较低最大导通电阻。
如(图五)所示，这些切换开关包含一个并联p信道FET（P1）的n信道FET（N1），形成输入到输出间一个低电阻值，位于电源范围内或者超过电源最大值150mV以内的输入信号会经过切换开关送到COM端点上，因此可以带来轨对轨的全幅运作。
两个比较器透过持续与电源电压V＋与V－比较来监控输入电压，当常开（Normally Open；NO）或常闭（Normally Close；NC）接点上的信号大小介于V＋与V－之间时，切换开关会以正常的方式运作，但是当信号超出电源150mV以上，也就是发生错误情况时，输出电压（COM）会受到电源电压的限制，变成具备相同的极性，同时输入为高阻抗，这个动作可透过断开N1与P1的错误比较器实现，同时也以下面的方式控制钳位FET N2与P2；如果切换开关在负向错误前闭合，N2就将COM连接到V－，如果切换开关在正向错误前闭合，P2就将COM连接到V＋，如果切换开关在错误发生前断开，那么输出就会形成高阻抗状态。
在错误情况发生时，输入不管开关的状态或负载阻抗的大小都应该在高阻抗状态，输入的最大错误电压会受到切换开关绝对最大值规格的限制，组件电压若为12V，如果组件以＋5V电源供电，那么在正电压的错误电压保护为＋12V，负电压则为－7V（5V＋｜－7V｜＝12V），组件提供了没有电源时NO与NC输入接脚的错误保护，同时这个保护在电源移除时特性反而更佳，在这个情况下，两个电压轨能忍受的错误电压可以达到12V。
逻辑输入接脚（IN）在正电压的错误保护可以达到（V－）＋12V，但在负电压错误上则只能高过负电源一个二极管的压降，输出端点（COM）并没有受到错误保护，同时COM电压也不能超过两个电源电压0.3V以上。
(图六)显示了闭合切换开关在两极都发生错误输入时的输出电压情况，通常在输入电压超过V＋或V－大约150mV以上200ms后，输出（COM）会等于正或负电源电压减去FET所带来的压降，当输入错误回复到电源电压范围内时，输出回复并重新跟随输入的延迟大约为700ns，这个延迟会随COM输出的电阻与电容值而不同，不会受到错误电压大小的影响，COM上较高的电阻与电容值会造成较长的回复时间。
应用
很明显地，除了可以使用低电压错误保护开关来保护ATE与工业设备的模拟输入外，这些组件同时也能够简化其他许多应用的设计与电路板空间需求。
例如为了避免提供设备机箱的电源失效，许多应用都需要能够在电源启动的背板上直接插入扩充电路板的能力，虽然热开关器可以用来限制电路卡的冲入电流，但信号线的保护并不容易，例如，当数据总线以5V TTL信号位准动作的背板上插入电路卡时，数字式组件，例如微控器、ASIC等会在电源启动前面临输入端的5V信号，如前面所讨论，这样的情况可能会造成死锁情况，甚至破坏电路板。
在较敏感组件与背板连接之间加入低电压错误保护开关可以带来需要的过电压保护，请见(图七)，这个切换开关可以将COM输出维持在高阻抗状态直到电路卡的电源稳定，然后再导通切换开关与背板的连接，切换开关的受保护输入面对背板，可以在没有电源时带来12V的保护，同时也能够启动电源保护电路卡避免受到背板传来的过电压破坏。
然而，许多厂商提供的常见逻辑位准总线切换开关并没有具备这样的保护能力，而只是提供比标准CMOS组件更高的死锁电流容忍值，实际上并无法承受持续的过电压情况。
(图八)中的低电压错误保护开关在侦测到外部电源时，可以透过9V或两个串接的锂离子电池来关闭内部电源，通常切换开关均透过pin 13由电池供电，低电压萧肖特基二极管可以在外部电源连接时保护不可充电电池，以避免发生充电情况。
Pin 10上的切换开关可以取得Vcc，这在大部分应用上通常由连接在开关后的稳压电路来加以控制，只要电路板侦测到外部电源电压，微控器就会导通切换开关1与4并断开切换开关3，输出电容C提供了由切换开关3转换到切换开关4过程中的系统电源，为了保护电池避免受到破坏，切换开关3在切换开关4导通时必须永远断开，当外部电源移除时，切换开关4与1断开并导通切换开关3，错误保护输入可以在外部电源高于电池电压、或者在电池放电且外部电源连接、或者是电容C充电而电池移除时保护切换开关。
（作者任职于Maxim美商美信公司）
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