然而上述情形正開始改變，不僅DSP單價已從數百美元降至3美元左右，這些DSP還整合各種精密的電力電子週邊功能，例如通用計時器、PWM產生器和類比數位轉換器等。DSP核心與各種電力電子週邊的整合可大幅簡化設計流程；在此同時，白色家電等注重成本的市場也開始採用變速驅動，使系統發揮最大效率。這些馬達迄今仍以定速或有限的變速操作為主，設計者會避免連續變速操作，使系統成本降至最低。

DSP控制器擁有足夠的運算效能和電力電子週邊，只要一個控制器就能提供一組或多組驅動裝置所需的功能。本文將說明如何利用一個低成本的DSP控制器實現連續變速操作，進而滿足低成本應用的要求。除此之外，系統可以整合前端功率因數修正和通訊模組等多種功能，以便進一步降低系統成本。最後，製造商還能達到能源效率和用水量的相關法規要求。

利用單一DSP控制器整合多種系統功能

這些新型先進的DSP控制器能讓系統設計人員選擇效率更高的電動馬達，例如無刷直流馬達（BLDC）或永磁同步馬達（PMSM）等驅動裝置，這些馬達提供多項勝過有刷馬達和交流感應馬達的優勢。無刷直流馬達的轉子結構較輕，所以效率更高、操作更安靜、加速也更快。另外，它的永磁轉子產生的熱量較少，轉矩漣波也較低，因此可使機械振動更小。

然而這些馬達需要先進的演算法才能順利操作，還需要DSP控制器提供必要的運算頻寬來執行馬達驅動功能。為了說明起見，本文將介紹一款專為省電和省水洗衣機設計的無刷直流馬達控制電路，如(圖一)。這個控制電路是以一顆DSP控制器為核心，不僅能控制主要驅動馬達的操作，還有充裕的效能管理，可輔助泵浦和電磁開關等零件，以便提供水量和洗衣精劑量控制等其它功能。這款元件還能執行主動功率因數修正，讓家電產品從輸入電源汲取更多電力。

控制元件的主要工作是產生多種高頻、高解析度的脈衝寬度調變（PWM）訊號；另外，它還必須具備充份的運算能力來執行先進演算法，以便將轉矩漣波減至最小、進行線上參數調整與提供精確的轉速控制。除此之外，還必須縮小設計體積並減少零件數量，使它更容易生產製造。

舉例來說，DSP控制器可以執行面板控制等所有內部管理功能，可有效減少所需的零件。這類元件還具備強大的彈性，不僅能為同一產品線的所有機種提供獨特不同的功能，未來還能直接透過軟體升級增強功能，而不需另行設計硬體。

這顆元件內建多種功能以便執行前述所有工作，包括1個40MIPS的16位元定點DSP核心、16個以上的PWM通道、4個通用計時器、1個含有16組多工輸入通道的10位元類比數位轉換器、編碼器界面功能、序列通訊界面、SPI連接埠和1個系統狀態監控計時器 （watchdog timer）。這款元件的PWM輸出數目足以控制1個三相電壓源變流器，而前端升壓轉換器則能實作主動功率因數修正電路。剩下的PWM通道可用於其它功能，例如熱水器伺服系統和輔助馬達驅動裝置。

晶片內建的類比數位轉換器則可用來測量各種系統輸入，如馬達相位電流和功率因數修正電路的直流電源電壓等。由於元件提供多達16組通道，因此其它輸入可用來測量水溫和水量等操作條件。

《圖一　馬達應用（包含功率因數修正電路）的數位訊號控制器 》

馬達驅動演算法和其它軟體模組

馬達驅動裝置共有三大軟體模組：變速操作所需的閉迴路空間向量PWM（SVPWM）、前端輸入功率因數修正，以及一個主要做為元件與操作面板之間界面的通訊模組。這類系統需要較大的直流電源，所以採用空間向量PWM技術，它有多項優點勝過弦波PWM等較簡單、但效率較差的機制。

在特定的直流鏈（DC-link）電壓輸出下，空間向量PWM的三相馬達功率輸出比弦波PWM饋電馬達還高出16％。(圖二)就是空間向量PWM演算法的方塊圖。

首先是產生參考電壓向量。控制器會在直接正交（direct-quadrature；d-q）平面上以特定的速度和振幅旋轉參考電壓向量，參考頻率ωsp由使用者提供，角頻率ωe則由頻率產生演算法控制。角度積分器的8個高位元會做為指標，指向一個256字元的弦波值查詢表。

只要把一個固定值（步階幅度）加到此暫存器，指標就會以固定速率在表格上循環移動，並在移到表格尾端時折回表格的最前端繼續移動。它還需要sine（α）的值，以便將參考電壓向量分解成參考電壓向量所在扇形區（sector）的基本空間向量。

由於6個扇形區都採用同樣的分解程序，系統只需一份60°弦波值查詢表。在特定的步階幅度下，參考電壓V*的角頻率（週期/秒）等於：

《公式一》

其中fs是取樣頻率；Step是於角度的步階增量；m則是積分暫存器的位元數。PWM頻率設定若為fs＝20kHz、Step＝1和m＝16，頻率解析度就變成0.061Hz，這表示設計人員對變流器輸出頻率的控制精確度能達到0.1Hz。查詢表的大小也會影響合成弦波的諧波失真度。假設表格有256個欄位，角度變動範圍為60°，那麼角度查詢的解析度就等於60°/256＝0.230°。

第二步是把參考電壓向量變換成下列所述的一組切換變數（switching variables）。三相電壓源變換器可以產生8個基本向量。系統則會透過線性組合的方式，把兩個相鄰的基本向量Vx和Vy、以及兩個零向量中的任何一個向量，組成特定扇形區的參考電壓向量V*。此時參考向量可以寫成：

《公式二》

其中Vz是零向量，dx、dy和dz則是X、Y和Z狀態在PWM切換期間（switching interval）的負載週期比（duty ratio）。這些負載週期比的總和等於100％的PWM週期（dx + dy + dz = 1）。現在：

《公式三》

把V*分解成它的d-q分量即可得到：

《公式四》

解出dx和dy可以得到：

《公式五》

d-q參考座標能對齊任何一個基本向量，所以這些方程式可用於6個扇形區。演算法還必須計算比較值，然後將新值存入PWM模組。計算出特定參考電壓V*的PWM負載週期比後，系統在每個PWM週期（50μs）都會計算3個新的比較值（Ta、Tb和Tc）以產生切換模式（switching pattern）。這些比較值可用下列公式表示：

《公式六》

這些值會載入PWM比較暫存器，控制器會在下個PWM週期開始時更新負載週期比。

馬達轉速資訊來自25齒的鏈輪和霍爾效應感測器，再由元件的擷取模組精確記錄霍爾效應感測器的輸出。DSP會取最近25個週期的測量結果平均值，以避免轉速測量常見的測量跳動現象。系統利用平均演算法得到可靠的週期測量值後，即可計算週期的倒數來取得角速度（頻率）。最後再由傳統的比例積分演算法執行閉迴路轉速控制。

《圖二　閉迴路控制演算法的軟體方塊圖》

《圖三　利用一顆DSP控制器實作多種功能的實驗板》

前端功率因數修正模組

這個設計利用前端升壓轉換技術改善輸入功率因數。升壓轉換開關導通後，升壓電感的電流會增加，請參考(圖一)，二極體則會留在截止狀態。等到功率開關截止後，電感儲存的能量就會透過二極體送到直流鏈的電容。

功率因數修正電路通常會讓電感電流隨著整流電壓改變，使輸入電源的電流和電壓保持同相位。為了簡化測量過程，這種機制採用前向饋送控制以避免直接測量電流。它會藉由測量整流器的輸出電壓來取得輸入電源的電流波形資訊。

全波整流後的輸入電壓會送到類比數位轉換器的輸入端，該輸入端有一個電阻分壓器調節訊號。這種機制還會測量直流鏈的電容電壓，以取得輸入電流的振幅資訊。該電壓會透過電阻分壓器送到另一個類比數位轉換器輸入端。

這兩個電壓定義了控制開關的操作負載週期比，它等於：

《公式七》

其中dactual是升壓轉換功率開關的負載週期比，dmax是負載週期比的最大允許值，Krec則等於整流器輸出電壓感測器的增益。

dmax值可以根據下列公式利用直流匯流排的電壓值算出：

《公式八》

其中Ts是功率開關的PWM週期時間，Δerror等於VDCref – VDCout，Kdc則是直流鏈電壓感測器的增益。

這個控制器使用傳統的比例積分來計算dmax × Vref，它的實際值視應用而定，但會超過輸入電源的電壓峰值。類比數位轉換會與功率因數修正所用的PWM通道同步。升壓轉換器的體積遠小於任何被動濾波器。這種主動功率因數修正機制應符合未來任何嚴格的電力品質法規要求。

《圖四　馬達的相位電流及其頻譜》

《圖五　輸入電源的電壓與電流保持同相，證明功率因數修正相當成功》

實驗結果

如(圖三)所示的250W實驗板能提供上述的所有功能。驅動頻率可以從0至60Hz。三相電壓源變流器和升壓轉換器都使用功率MOSFET。升壓轉換電路的電感大約等於150μH。控制軟體則使用組合語言，這些組合語言長度小於4k個字元，全部儲存在DSP控制器內含的快閃記憶體。

這套系統也能改用內含ROM記憶體的DSP控制器，以進一步降低系統的總成本。(圖四)顯示無失真的馬達相位電流及其頻譜，(圖五)則顯示輸入電源的電壓與電流幾乎沒有相位差，證明輸入功率因數已獲得大幅改進。

(表一)是各種軟體模組所需的DSP控制器頻寬。執行這些功能顯然只會佔用DSP的部份效能，這表示設計人員還能視應用需要採用更先進的演算法。

---本文作者皆任職於TI德州儀器---