近來手機射頻前端發展的趨勢包含了GPS的功能，這個趨勢的推動大部分是FCC針對美國市場對E911服務的需求。另一方面是GPS定位的能力，使手機能輕易的做定位及導航的功能。FCC強制要求系統服務業者必須提供精確度在50～150 公尺的定位能力。較舊款的手機則可以使用一種以數個網路為基礎的技術：監視時間差量測法（OTD）或順向鏈路三角形法（FLT）。這兩種方法手機都必須對附近三個基地台做量測， 同時必須具備特殊的軔體及/或軟體。

擁有內建GPS接收器的新款CDMA手機，能使用一種技術稱為輔助GPS（Assisted GPS；A-GPS）。系統服務業者通知手機它們觀察到那些GPS衛星，隨後手機內的GPS接收器則做定位的計算。困難點是CDMA當手機操作在全雙工模式，此時由功率放大器發射所產生的頻帶外訊號及雜訊將會落入GPS訊號中。而另一種處理這種問題的方法是當手機做GPS計算時將發射端關掉。更先進的CDMA手機設計則允許接收GPS訊號時連續或同時能保持聲音或資料的鏈結。(圖一)為擁有GPS功能的手機在非同時操作下的情形。在這種條件下，當手機做GPS特性計算時，手機必須中斷鏈結，因為基頻在同一時間只允許一組I/Q頻道使用。多樣化的分隔架構可以用在CDMA標準中。如(圖二) 所示，採用兩組接收器可讓手機在計算GPS的同時而 不讓鏈結中斷。

《圖一　CDMA 手機前端使用兩組天線以便同時使用GPS 功能》

如先前所提到，這種架構的困難點在於逆向鏈路所發射的訊號將會灌入GPS的低雜訊放大器（LNA） 中。最差的情況是當手機正好在PCS頻帶上（1850-1990 MHz） 使用。在手機必須同時使用GPS的鏈結編排時，必須將內部發射器造成的靈敏度衰減也計算在內。由發射器產生而落入GPS頻段的雜訊必須在使用雙工器（duplexer）及雙通道器（Diplexer）的組合後被抑制掉。發射訊號的大小有時可以高達+24dBm，同時必須被GPS預選濾波器（pre-select filter）抑制掉。設計人員會面臨兩個問題；第一，TX信號會進入GPS路徑，而TX雜訊會耦合到GPS頻率，導致雜訊底線（noise floor）提高；第二，將PCS RF能量透過零中頻（zero IF）轉換路徑直接轉換為GPS中的基頻信號，造成IM2的現象。

一個好的GPS前端的帶通濾波器可以提供在PCS TX頻段上約50dB的抑制能力。即使已使用高拒斥能力的帶通濾波器，高線性度的LNA設計能改善PCS頻帶內的濾波器拒斥，對於提升GPS的效能很有幫助。

《圖二　CDMA 手機前端使用兩組天線（分隔法）以便能同時操作GPS的功能》

低雜訊放大器設計

安捷倫科技EEsof 的ADS設計系統軟體，可讓設計者在線性和非線性操作模式下模擬放大器電路。就線性分析而言，可使用一個具有Touchstone格式的二埠s參數檔來模擬電晶體。除了有關增益、雜訊指數、及輸入和輸出回返損耗等資訊，這項模擬操作也會提供有關電路穩定度的重要細節。產生穩定圓（stability circles）和計算Rollett穩定度係數（K）的工作，都可以透過電腦模擬完成。

非線性分析

在非線性分析方面，主要使用諧波-平衡（HB）模擬。HB具備運算速度較快、能同時處理分散式和集總元件（lumped element）電路、以及包含較高級的諧波和交互調變乘積等特性。在這項應用中，HB被用來模擬1 dB的壓縮點（P-1dB）、第三階輸入截點（IIP3）和第二階輸入截點（IIP2）。在模擬中所使用的非線性電晶體模型，是以Curtice的作品為基礎 [1]。雖然這個模型可以很準確地預測出直流和小信號的行為特性（包括雜訊在內），但卻無法在較高的偏壓值下準確預測截點。為了準確模擬E-PHEMT電晶體在高偏壓下優異的線性度，必須使用更好的模型。現有的模型可自安捷倫的網站下載。(表一)列出了非線性分析的結果，在低偏壓值下非線性模擬與實際測得的資料非常接近。

《表一　非線性效能的模擬》

放大器設計實作

這款放大器使用一個高通阻抗匹配線路，來達到雜訊匹配，此高通線路是由一個串聯電容器C1和並聯電感器L1所組成。電路損耗與雜訊指數有直接的相關性，因此L1的Q和L1兩者都十分重要，範例所使用的電感器在800 MHz的頻率下，Q的額定值為29，C1加倍後可作為直流阻隔器，L1也可以加倍以便加入閘電壓，進而對PHEMT加以偏壓。此時需要一個良好旁路電容器C2。這個線路設計能在低雜訊指數、輸入回返損耗和增益之間取得了平衡。電容器C2和C5提供了頻帶內穩定度，而電阻R1和R5則藉由提供一個電阻性終端而達到低頻穩定度。輸出端的高通網路包含一個串接電容器C4和分路電感器L2。L2加倍後可以加入汲極電壓，進而對PHEMT加以偏壓。電感器LL1和LL2其實是每個源級導線和接地之間非常短的傳輸線。這些電感器可當作串接回饋（series feedback），其迴饋值大小對於頻帶內與頻帶外的增益、穩定度、輸入和輸出回返損耗有非常大的影響。至於R2則提供了寬頻穩定度。

帶拒濾波器（notch filter）主要被用來降低PCS頻帶內的增益。利用疊代程序（iterative process）來研究一些拓樸，這個程序的基礎是在PCS頻帶當中使用一個共振電路來降低增益。並嘗試在放大器的輸入和輸出端，使用串聯和並聯配置。要同時達到雜訊指數和IIP3目標，必須經過不斷的試驗。根據研究結果發現，在輸出端放置共振電路可以降低IIP3，在輸入端放置共振電路可以改善OIP3，但卻會提高放大器的雜訊指數。

被動偏壓

建立好RF匹配之後，下一步就是對元件加以直流偏壓。(圖三)是一個被動偏壓的範例。如果不考慮R2：Ids 為所要的汲極電流，IBB為流經R3/R4電壓分配網路的電流量。舉例來說，選擇IBB 至少為最大預期閘級漏電流的十倍：

《公式一》

準確模擬每個源極終端與灌穿孔間的微帶線的大小，以及微帶線與信號接地平面間的灌穿孔的大小，可以讓設計人員利用ADS來判斷某個設計最理想的源極電感量。因為源極電感通常會讓FET在較高的頻率下再生，在較低的頻率下退化，所以針對100 MHz到18 GHz頻率範圍內的K值繪製圖表，將可顯示出電路中最合適的大小。

以2.7 V的電源供應器電壓Vdd來測試放大器，結果在Id = 10 mA時提供Vds = 2.0 V的偏壓點。測得的效能與模擬效能差不多，後者是從元件規格資料中的S和雜訊參數取得的。在1575 MHz的頻率下，雜訊指數可達到0.9 dB。接頭和輸入微帶線的損耗量測值是0.15 dB，因此元件的總雜訊指數加上匹配網路的損耗大約等於1.05 dB。在1 dB的增益壓縮（P-1dB）下測得的輸出功率是+5.8 dBm。第三階輸入截點（IIP3）的量測值為+5.1 dBm。測得與模擬的放大器增益，在1575 MHz的頻率下達到16.8 dB。

《圖三　使用被動偏壓的線路圖電路》

總結

根據示範線路板所得到的結果，顯示出在1.575 GHz頻率下的GPS應用所需的低雜訊放大器中是可行的。使用PCS帶拒濾波器網路雖會提高放大器的雜訊指數，但卻可以讓放大器較不易受到干擾。若犧牲較低的穩定度係數邊限，可將R2值降低到4.7歐姆，將可使輸入IP3提高到9.0 dBm。（作者為安捷倫科技半導體無線應用部門應用工程師）

＜@參考文獻:參考資料

[1] W. R. Curtice, "A MESFET model for use in the design of GaAs integrated circuits," IEEE Trans Microwave Theory Tech, vol. MTT-28, pp. 448-456, May 1980.＞